开关电源变压器去磁装置的制作方法

本实用新型属于变压器技术领域，尤其涉及一种开关电源变压器去磁装置。

背景技术：

变压器的剩磁一直是影响变压器运行和试验的因素，有效的去除变压器剩磁，能够排除与变压器绕组相关的试验工作，能够减轻发电机等主要电气设备并网时候的收到不平衡冲击。

工程中常用的经典去磁方法包括增加去磁绕组、有源嵌位、R-C-D嵌位法、ZVT嵌位法等，其共同思路是：在主功率开关截止后，通过一定的途径，使变压器中剩余的磁化能量进行泻放或者消耗在无源功率电阻上，电路设计复杂。

现有技术中通常的方法是直流消磁法(反向反复冲击法)，即在变压器的高压绕组两端正向，反响分别通入直流电流，并不断减小，以缩小铁心的磁滞回环，从而达到消磁的目的。该方法的缺陷是去磁过程中往往会给变压器绕组反向充磁，去磁效果不明显。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本实用新型的目的是提供一种开关电源变压器去磁装置，在功率开关截止后，利用变压器的自感和电路中元器件的分布电容进行谐振，将变压器的磁化能量进行转移，达到变压器去剩磁的目的。

本实用新型提供了一种开关电源变压器去磁装置，包括：变压器初级线圈的等效电感，Lm、输出整流二极管Dr、Df的结电容C1等效到变压器初级的电容C2、变压器初级绕组的等效电容Ct、电容值为开关管Q1的漏－源极结电容和用于改善变压器开关环境并联的外电容之和的电容Cs；

电容C2与等效电容Ct并联，等效电容Ct与等效电感，Lm并联；

当开关管Q1截止时，等效电感，Lm与电容C2、等效电容Ct、电容Cs之和形成并联谐振电路。

进一步地，电容C2的等效公式为：

式中，Ns为末极线圈匝数，Np为初级线圈匝数。

进一步地，电容C2、等效电容Ct、电容Cs之和等效为电容Cr，

式中，C1为输出整流二极管Dr、Df的结电容；Cs为电容值为开关管Q1的漏－源极结电容和用于改善变压器开关环境并联的外电容之和的电容；C2为输出整流二极管Dr、Df的结电容C1等效到变压器初级的电容；Ns为末极线圈匝数，Np为初级线圈匝数。

进一步地，谐振电路的谐振频率为：

式中，Lm为变压器初级线圈的等效电感，Cr为电容C2、等效电容Ct、电容Cs之和的等效电容。

借由上述方案，通过开关电源变压器去磁装置，利用变压器的自感和电路中元器件的分布电容进行谐振，将变压器的磁化能量进行转移，达到变压器去剩磁的目的，省去了相对复杂的去磁设计，简化了电路结构。

上述说明仅是本实用新型技术方案的概述，为了能够更清楚了解本实用新型的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本实用新型的较佳实施例并配合附图详细说明如后。

附图说明

图1是本实用新型开关电源变压器去磁装置基本元器件分布图；

图2是功率变压器初级的等效电路图；

图3是本实用新型开关电源变压器去磁装置去磁过程第一阶段的示意图；

图4是本实用新型开关电源变压器去磁装置去磁过程第二阶段的示意图；

图5是本实用新型开关电源变压器去磁装置去磁过程第三阶段的示意图；

图6是应用本实用新型开关电源变压器去磁装置设计的开关电源一实施例的电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本实用新型的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本实用新型，但不用来限制本实用新型的范围。

参图1及图2所示，本实施例提供了一种开关电源变压器去磁装置，包括：变压器初级线圈的等效电感Lm、输出整流二极管Dr、Df的结电容C1等效到变压器初级的电容C2、变压器初级绕组的等效电容Ct、电容值为开关管Q1的漏－源极结电容和用于改善变压器开关环境并联的外电容之和的电容Cs；

电容C2与等效电容Ct并联，等效电容Ct与等效电感Lm并联；

当开关管Q1截止时，等效电感Lm与电容C2、等效电容Ct、电容Cs之和形成并联谐振电路。

该开关电源变压器去磁装置，基于开关电源普遍采用MOSFET作为功率开关，利用其分布参数完成去磁工作，即采用谐振技术进行去磁。具体为：在功率开关截止后，利用变压器的自感和电路中元器件的分布电容进行谐振，将变压器的磁化能量进行转移，达到变压器去剩磁的目的，该装置省去了相对复杂的去磁设计，简化了电路结构。

下面结合图1至图6对本实用新型作详细说明。

首先，作出以下假设：

1)整个系统处于动态平衡的稳定状态。

2)输出电感LO与输出电容CO与参与谐振的分布元件相比，近似为无穷大。

3)变压器的漏感可以忽略不计。

4)开关管与二极管均为理想器件，即开关管导通电阻和二极管的正向压降均可以近似认为是0。

5)与开关周期和谐振工作时间相比，开关器件的过渡时间很短。

对于一个单端正激型电源，与该谐振去磁方法相关的基本电路元件分布位置如图1所示。

其中，Lm为变压器初级线圈的等效电感；Ct为功率变压器初级绕组的等效电容，与Lm为并联关系；Cs为开关管Q1的漏－源极结电容和为改善其开关环境而并联的外电容之和；C1为输出整流二极管的结电容。图2为这些元器件等效到变压器初级的示意图。由图中可以看到，Dr的结电容C1等效到变压器初级的电容C2为：

且它与Ct为并联关系。同时，假定输入电压源Vin为理想电压源，其内阻可以忽略不计，因此在交流谐振状态时，Cs也与Ct呈并联关系。式中，Ns为末极线圈匝数，Np为初级线圈匝数。

在一个完整的开关周期内，谐振去磁的整个工作过程由以下几个阶段组成：

第一阶段：图3中的T1阶段。在此之前，Q1处于截止状态，其漏－源极上的电压为输入电压Vin，Df续流导通，流过变压器磁心的磁化电流为负值I1(其大小与方向在后面进一步解释)。从t＝0开始，Q1受控导通，主功率变压器磁心的磁化电流Imag为线性变化，由负值逐渐变为0，又开始正向增加。在这一阶段，由于极性关系，Dr导通，Df截止。而C1和Cs的端电压均近似为0，能量由输入端通过变压器耦合至输出负载。假定变压器初级磁化电流在该阶段开始时为I1，结束时为I2，则I1与I2的关系为：

第二阶段：图4中的T2阶段。在此阶段的开始，Q1受控制信号的作用截止，其漏－源极电压Vds开始迅速上升。当Vds超过输入电压Vin之后，变压器次级线圈的极性反转，Dr相应截止，Df导通。由于Q1的截止，变压器初级电感Lm与电路中的等效电容Cr(C2、Ct、Cs之和)形成一个并联谐振电路，开始谐振工作，去磁电流Imag开始以正弦形状变化并流过谐振电路。由电路理论可以得知，一个L-C并联电路以谐振方式工作时，电感上的电流与电容上的电压均为正弦形变化，且彼此相位相差90度，参与谐振的电感和电容所存储的能量互相交换。由于Cr在前一阶段的端电压为0，没有存储能量，而Lm中的能量在开关截止前达到了最大值，因此Lm与Cr产生能量交换；该阶段的持续时间为T2，且T2为一个完整谐振周期的一半。

Cr上的电压由0所能够达到的最大值为：

而Q1漏－源极电压Vds在Cr达到最大值时，也达到最大值：

这样，到了该阶段的末期，激磁电流Imag达到负向的最大值。由于系统处于稳定的动态平衡状态，且能够完全去磁，因此其值等于-I2。此时，Q1漏－源极电压Vds等于输入电压Vin。

这一阶段的等效电容Cr为：

谐振频率为：

由初始条件，可以得到磁化电流与等效电容电压的变化分别为：

I_mag＝I₂cosω_c(t) (7)

其中，为谐振角频率，为谐振电路特征阻抗。

在上述两个阶段，变压器中磁场强度H的变化与磁化电流Imag的变化相一致：当T1阶段，H向正方向增加；而在接下来的T2阶段，由于谐振作用，H向反方向变化。这样，通过谐振使变压器的激磁能量进行了转移，并且最终实现了磁化电流的反向流动，从而达到了去磁的目的。

第三阶段：图5中的T3阶段。在此时间段内，Q1仍然保持截止状态，由于前一阶段Cr上的电压谐振地变化为0，因此Q1两端的电压为Vin。当Cr上的电压企图继续谐振，进一步降低时，就导致Dr导通。因此，该时间段开始时，Np与Ns的端电压均为0，Cr的端电压被嵌位为0，谐振结束，此时与Q1并联的Cs两端没有变化的交流电压，只有稳定的直流电压Vin。Dr与Df均可以看作是处于“导通”状态。而负向的磁化电流由于只有Df－Dr－Ns这样一条通路可以继续流动，且磁化电流I1在这一阶段保持恒定的负值I1不变，这种工作模式一直持续到下一个开关周期的到来。在系统处于稳定工作状态时，且保证每个开关周期都能够完全进行去磁的条件下，磁化电流I1也等于下一个开关周期开始时的I1，即：

需要说明的是，如果电路的谐振频率恰好等于开关管截止的时间，则Ts的持续时间为0。而如果谐振周期大于Tr，可能会出现I1与I2不相等的情况。在这种情况下，下一个开关周期开始前半个谐振周期未结束，因此主功率开关上的漏-源极电压在每个开关周期开始时超过Vin；这样，会增加开关损耗。同时，也无法有效的实现变压器的完全去磁。

利用上述开关电源变压器去磁方法设计了开关电源，参见图6所示的电路图，并进行了利用谐振技术去磁的实际单端正激电源的电路试验(12V/20W)。

在该电路中，控制器件选用UC1843(LCC20封装)；开关频率设为近300kHz，最大占空比选择60％左右；开关管Q1为2N6798(IRF230)，其Coss为250pF；整流二极管Dr选用15CLQ100，变压器磁心选用MAGNETICS公司的RM6磁心，初级线圈为8匝，次级线圈为9匝。磁心的初级线圈电感量经过实测为160μH左右，次级整流二极管未并联电容，而初级MOSFET并联510p电容；输入电压范围为23V—33V。所测得的Q1漏－源极波形在最低输入电压和最高输入电压时的情况。

通过对实际电路功率MOSFET的漏－源极电压波形实测，可以看出这种磁心复位方法的工作过程。对实际设计的电源产品分别进行了高低温条件下长期连续通电试验，其工作性能稳定，证明了该方法的技术有效性。

本实用新型的技术效果包括：

1、降低了对控制电路的50％占空比的要求。单端正激型开关电源在实际工程中通常采用在主变压器中增加第3个绕组的方法进行去磁。由于受到开关管的耐压值的限制，通常将去磁绕组与初级绕组的匝比定为1：1。这样，最大占空比只能达到50％。同时，为了减少开关管关断时的电压尖峰，复位绕组和初级绕组在工艺上要求紧密耦合，因此变压器的设计和加工工艺比较复杂。而谐振去磁只要求在开关管截止期内，至少保证能完整进行半个谐振周期工作。而通过谐振频率的选择和谐振元件参数值的调整，可以充分保证做到这一点。这样，占空比不再受50％的要求，电源可以工作于较宽的输入电压范围。同时对于简化电路结构也很有意义。

2、对比常规的去磁绕组法与谐振去磁，可以看出，常规的去磁绕组法中，磁化电流始终可以认为是非负值，在开关导通时线性增长，在开关截止时线性减少。因此其B－H特性为第1象限；而谐振去磁的磁化电流在每一个周期内有一段时间为负值，因此属于双向磁化电流变化。在选择较大的磁感应强度摆幅进行功率变压器设计时，在防止磁心饱和方面，谐振去磁具有更多的优势。

3、由理论分析和后面的桌面电路试验的实际波形可以看出，谐振去磁时，开关管漏－源极电压波形为较为光滑的半正弦波，而去磁绕组法为波形边缘较为陡峭的脉冲方波，前者无疑比后者具有更小的高次谐波分量。因此，对于开关电源的EMI问题也有所改善。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，并不用于限制本实用新型，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本实用新型的保护范围。