一种宽输入范围的级联两级式直流变换器的制作方法

文档序号：14622463发布日期：2018-06-06 01:25阅读：379来源：国知局

本实用新型涉及一种电力电子电能变换电路，更为具体的讲，涉及到了一种宽输入范围的级联两级式直流变换器。

背景技术：

伴随电力电子技术的不断进步，电力电子变换器的用途变得更加的广泛；它具有高适应性、高灵活性和高可靠性的优点；因而在通信、航天、石油等各项重要的工业领域都发挥着重要的作用；尤其是输入电压在宽输入范围内变化的场合以及电子设备对电压稳定性要求很高的场合，就更需要电力电子变换器将宽范围电压转换为稳定且大小合适的电压。

为实现宽输入范围变换器在全电压范围内的安全稳定和效率优化，一般要将输入级和输出级进行电气隔离，因此通常选用的电路拓扑都是隔离型的；虽然目前两级隔离型拓扑以其器件应力低、输入电压范围宽、全电压范围内效率较高等优点成为研究的热点和主流方案，然而为实现某些技术指标应用于实际工程的要求，两级隔离型拓扑的应用依旧受到很大程度上的限制。

输入电压数值大小范围越宽，则元器件相对应的应力系数也就越大，同时变换器对应的变换效率变得更低；如果说采用传统的单级式直流变换器的结构，那么就会出现既要精确调节输出电压，满足动稳态性能及纹波要求、又要实现输入电压的宽范围，难以达到很高的效率二者并存的情况。

预调节级的非隔离型拓扑，我们能够采用的结构包括Buck、Boost、双管Buck-Boost、四开关Buck-Boost这四类结构；Buck变换器输出的特点是随着输入电压的升高工作效率会随之降低，Boost变换器反之是随着输入电压的升高而工作效率升高，不论采用任何一种拓扑都很难保证整个很大的输入电压范围内都可以保持高效率。

对于输出级而言经常使用的隔离型拓扑结构包括半桥、推挽、全桥电路等其他结构；全桥电路往往采用移相的控制方式，使得功率开关管可以实现ZVS功能，从而减少开关上的损耗，提高设备整体的整机效率；但是在负载很小的情况下，滞后桥臂开关管将会使ZVS丢失；除此以外，由于变压器漏感的影响会出现占空比丢失的现象；上述列举的这些缺点均会使移相全桥变换器的宽泛应用受到制约。

这些是现有技术存在的不足之处。

技术实现要素：

本实用新型需要解决的技术问题是：克服现有技术中存在的缺点，并且提供一类新型的宽电压大范围输出的DC/DC变换器。

为此，本实用新型提供了如下的解决方案：

为了实现在全电压数值下变换器始终能够保持高效率运行，两级式直流变换器是一种最佳的解决方案，因此我们可以通过优化两级式结构的设计进而得到比单级式结构变换器还要高的效率。

为了使宽输入范围直流变换器的结构设计更加完善，隔离变换器这部分电路就需要工作在相对狭窄的一个输入电压范围内；一般的做法是多采用非隔离型变换器来将范围大的输入电压预先稳压到一个数值波动稳定或者是数值变化范围窄的电压，之后通过隔离式变换器把该电压变换成最终符合实际需要的输出；此类两级式拓扑结构同时具有升降压、隔离的效果，同时也还有高效率、高可靠性以及高功率密度的优点。

所以，在双管Buck-Boost拓扑中采用同步整流这类技术，那么对应变换器电路可以变换为四开关Buck-Boost的拓扑(Four-Switch Buck-Boost, FSBB)；对比于双管Buck-Boost的电路结构，其导通消耗的能量会大幅度降低，使变换器的效率得到进一步的提升；因为FSBB具备输入输出极性相同、能够同时实现升压和降压功能、开关管应力低、存在直接功率通路以及拥有两个控制自由度等诸多优点，本实用新型选用FSBB作为前级拓扑。

而谐振变换器因为其具有软开关特性这一优点，并且通过负载与谐振元件之间的存在的链接关系，又可以对谐振变换器的种类细分为串联谐振变换器、并联谐振变换器、LLC谐振变换器等多种类型；其中LLC谐振变换器结合了串联谐振变换器、并联谐振变换器共有的优点，并且克服了它们各自存在的缺点，包含着升降压特性；此外，其所具有的原边开关管能够实现ZVS功能，副边的整流二极管能够实现ZCS功能等优点；所以，通过将移相全桥电路和LLC谐振变换器各自的优缺点加以对比，本实用新型采用LLC谐振变换器作为输出级的基本电路拓扑。

汇总之后，可以得出针对宽输入范围直流变换器的宽输入电压问题，首先考虑两级式拓扑结构，通过合理的组合既可以降低每一级拓扑中元器件的电压应力，又能够保证在全电压输入范围内的始终保持高效率输出；对于两级式直流变换器，预调节级部分往往采用非隔离型的电路拓扑结构，本实用新型采用四开关Buck-Boost变换器作为前级电路的拓扑结构；输出级则采用隔离型拓扑进行输入和输出间的电气隔离并且进一步实现稳压的目标功能，对比全桥变换器以及LLC谐振变换器的优缺点，本实用新型采用LLC谐振变换器作为后级电路的拓扑结构。

附图说明

图1为四开关Buck-Boost变换器；

图2为LLC谐振变换器；

图3为宽输入两级式直流变换器系统整体架构；

图4为电压反馈闭环系统控制框图；

图5为FSBB校正后系统开环传递函数伯德图；

图6为LLC校正后系统开环传递函数伯德图；

图7为FSBB变换器软开关波形；

图8为FSBB变换器软开关时电感电压与电流波形；

图9为LLC谐振变换器在不同输出负载下开关管的ZVS特性图；

图10为LLC谐振变换器在不同输入电压下开关管的ZVS特性图；

图11为LLC谐振变换器在不同输出负载下串联谐振电感电流和并联谐振电感电流波形；

图12为LLC谐振变换器在不同输入电压下串联谐振电感电流和并联谐振电感电流波形；

图13为LLC谐振变换器在不同频率下的整流二极管电流与电压波形。

具体实施方式

下面结合附图来对本实用新型的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本实用新型；需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述可能会淡化本实用新型的内容时，这一部分的描述会自动被忽略。

为了能够更清楚的说明本实用新型的技术方案，首先就对本实用新型所基于的原理进行简要说明。

本实用新型根据图1所示的前项FSBB变换器拓扑作为前级输入的功能，其中，把Q₁的占空比定为D₁，再把Q₄的占空比定为D₂，与之相对应，Q₂的占空比即为（1-D₁），Q₃的占空比即为（1-D₂），当D₂为0且D₁>0.5时，FSBB就进入Buck电路模态；当D₁为1且D₂<0.5时，FSBB进入Boost模态；两个占空比大小均大于0.5的情况下，FSBB随即进入Buck-Boost模态；四个开关管的导通顺序依次为Q₁→Q₃→Q₂→Q₄→Q₁。

首先，FSBB电路进入充电状态，开始阶段Q₁与Q₄导通（在上一周期中电感存储的能量触发Q₁零电压导通），此时电感L开始存储能量，电感上电压在数值上输入电压V_in相同，电感电流也从零开始线性上升；随后，Q₄关断，电感电流无法突变，此时Q₄结电容充电，Q₃结电容放电，而Q₃的漏源电压V_ds数值近似于零，就会对零电压开通创造有利条件。

随后FSBB电路进入电能传输阶段，Q₃零电压导通，电感的电压大小为V_out-V_in，电感开始此时为输出端提供能量，电感电流数值按照线性规律下降；下降到一定阶段之后，关断Q₁，电感L持续释放能量，Q₁结电容充电，Q₂结电容放电，直到Q₂体二极管导通，开始为Q₂零电压导通创造条件。

接下来FSBB电路进入放电阶段，电能传输结束之后Q₂零电压导通，而电感L依旧释放能量，电感两端的电压大小即为V_out，电流大小降低，一直到电感能量完全释放为零；在电感能量全部释放后，电感电流方向开始变反，当电感中出现小电流时，此刻关断Q₃，i_L方向不能突然改变，同时Q₃结电容充电，Q₄结电容放电，就为Q₄零电压导通提供有利条件。

最后，FSBB电路进入环流阶段, Q₄开始零电压导通，电感两端电压大小为零，所以di/dt = 0，电感电流很小可近似为常数，大小保持不变；之后Q₂关断，电感电流不能立刻变化，Q₂结电容充电，Q₁结电容放电，就为Q₁零电压导通创造条件；这样一个完整的开关周期过程就实现了。

下面是对LLC谐振变换器的工作特性进行简要说明；本实用新型选用图2所示的LLC谐振变换器作为输出级，特点在于其既能够在f > f_s和f = f_s这两种情况下工作，又能够在f_m < f < f_s的情况下工作，因此其可以工作的频率范围远高于传统的串联谐振变换器；其中，f_s指串联谐振电感L_r和谐振电容C_r的谐振频率；f_m指并联谐振电感L_m加上串联谐振电感L_r与谐振电容C_r的谐振频率；其值分别为:

实施例

为了说明本实用新型的技术效果，采用一个具体的实施例进行仿真验证；在本次仿真验证中，构成宽输入范围的FSBB与LLC级联的两级式直流变换器的两类变换器各元件具体参数分别如下：

前级FSBB变换器：其中δ表示电感电流相对纹波系数，ΔV表示输出纹波电压，P_o为输出功率

1：输入电压：V_in=50-400V

2：输出电压：V_o=200V

3：开关频率：f_s=100kHz

4：输出电流：I_o=2A