负载侧串联谐振高压电源的制作方法

本实用新型涉及电源电路，尤其涉及了一种负载侧串联谐振高压电源。

背景技术：

目前，燃煤产生的工业废气中含有大量粉尘、氮氧化物、二氧化硫、烟尘、 Hg和CO等污染物，采用传统的“除尘+脱硫+脱硝等”多种方法分步进行的烟气净化方式存在部分设备腐蚀性严重，洗涤后烟气需再热，能耗高，占地面积大，投资和运行费用高，系统复杂、设备庞大、耗水量大、一次性投资高等缺陷。

在燃煤锅炉烟气的静电除尘、一体化脱除等领域，目前常用的电源方案为：全直流电源，如高频逆变电源、工频电源等；耦合叠加类电源，如脉冲电源等。但是，这两种电源存在些许缺陷，主要缺陷在于：直流电源由于其输出形式单一，存在能耗大、电能利用率低、工况适应性差，等缺陷；耦合叠加电源受开关器件限制，频率低，功率小，实际效果不也理想，且开关器件为了满足瞬时功率，选型标准高，价格昂贵。

技术实现要素：

本实用新型针对现有技术中直流电源存在能耗大，耦合叠加电源会受开关器件的限制等的缺点，提供了一种负载侧串联谐振高压电源。

为了解决上述技术问题，本实用新型通过下述技术方案得以解决：

一种负载侧串联谐振高压电源，连接负载，所述负载侧串联谐振高压电源包括直流电源单元、激励源单元、第一电容、电感和第二电容，所述直流电源单元的一端分别连接所述第一电容和所述电感，所述电感的另一端分别连接所述负载和所述第二电容，所述第二电容连接所述激励源单元的一端，所述直流电源单元的另一端、所述第一电容的另一端、所述负载的另一端以及所述激励源单元的另一端分别接地；

所述第一电容、所述电感和所述负载组成谐振回路，所述直流电源单元为所述谐振电路提供直流高压输出，所述激励源单元为所述谐振回路提供激励电压；

所述第一电容、所述电感和所述第二电容组成自谐振耦合谐振回路；所述第二电容隔离直流电源单元的直流高压对激励源的影响，同时不影响激励源的交流脉冲高压对谐振回路提供激励能量；

所述激励源单元发出高频交流脉冲后，所述负载与所述自谐振耦合谐振回路之间产生震荡，通过调节所述激励源单元的脉冲频率控制所述谐振回路中的谐振强度，进而控制激励源单元中震荡幅值的大小。

作为一种可实施方式，所述直流电源单元为高频直流电源、工频单相电源和工频三相电源的任意一种。

作为一种可实施方式，所述高频直流电源包括第一整流滤波电路、第一逆变电路和第一高频整流变电路，所述第一整流滤波电路、所述第一逆变电路和所述第一高频整流变电路依次串接，所述第一高频整流变电路的两端分别和所述第一电容的两端连接；

交流电配电给所述第一整流滤波电路，所述第一整流滤波电路对交流电配电进行整流滤波并产生第一直流电压；

所述第一逆变电路将所述第一直流电压进行逆变转换产生第一交流高压；

所述第一高频整流变电路将所述第一交流高压进行高压整流，产生直流电压。

作为一种可实施方式，所述激励源单元包括第二整流滤波电路、第二逆变电路和第二高频变压器单元，所述第二整流滤波电路、第二逆变电路和第二高频变压器单元依次串联，所述第二高频变压器单元的一端连接所述第二电容，所述第二高频变压器单元的另一端连接所述负载；

交流电配电给所述第二整流滤波电路，所述第二整流滤波电路对交流电进行整流滤波并产生第二直流电压；

所述第二逆变电路将所述第二直流电压进行逆变转换产生第二交流高压；

所述第二高频变压器单元包括高频变压器，所述高频变压器的初级线圈电连接所述第二逆变电路的输出端，次级线圈的一端连接第二电容，次级线圈的另一端接地，所述第二高频变压器单元给第二交流高压变压，产生高频交流脉冲。

作为一种可实施方式，所述负载等效为第三电容和电阻，所述第三电容和所述电阻并联；

所述第一电容、所述电感和所述电阻组成谐振回路，所述第三电容用于存储能量并将所述能量提供给所述谐振回路。

作为一种可实施方式，所述第一整流滤波电路为三相桥式全桥整流滤波电路。

作为一种可实施方式，所述第一逆变电路为H桥逆变电路。

作为一种可实施方式，所述第一高频整流变电路包括高频变压器和桥式高压整流管组，所述高频变压器的初级线圈电性连接所述第一逆变电路的输出端，所述高频变压器的次级线圈串联所述桥式高压整流管组并电性连接所述第一电容；

所述第一逆变电路将产生的第一交流高压输入到所述高频变压器的初级线圈中，此时次级线圈感应出交流高压，感应出的交流高压经过桥式高压整流管组整流，形成可调的正极性直流电压。

作为一种可实施方式，所述第二整流滤波电路为三相桥式全桥整流滤波电路。

作为一种可实施方式，所述第二逆变电路为H桥逆变电路。

本实用新型由于采用了以上技术方案，具有显著的技术效果：

本实用新型为一种负载侧串联谐振高压电源，包括直流电源单元、激励源单元、第一电容、电感、第二电容和负载，所述直流电源单元的一端分别连接所述第一电容和所述电感，所述电感的另一端分别连接所述负载和所述第二电容，所述第二电容连接所述激励源单元的一端，所述直流电源单元的另一端、所述第一电容的另一端、所述负载的另一端以及所述激励源单元的另一端分别接地；

所述第一电容、所述电感和所述负载组成谐振回路，所述直流电源单元为所述谐振电路提供直流高压输出，所述激励源单元为所述谐振回路提供激励电压；

所述第一电容、所述电感和所述第二电容组成自谐振耦合谐振回路；

所述激励源单元发出高频交流脉冲后，所述负载与所述自谐振耦合谐振回路之间产生震荡，通过调节所述激励源单元的脉冲频率控制所述谐振回路中的谐振强度，进而控制激励源单元中震荡幅值的大小。

根据本实用新型的电路，负载的能量利用率高：负载以其电容特性参与谐振，负载的能量被反复利用，利用率高；利用负载侧的固有谐振频率震荡，谐振频率高，频率不受开关器件限制；谐振电压高：控制激励源频率，使其与谐振频率匹配，可以得到1-5倍的谐振电压；工况适应性强：有多种工作方式可选，适应不同工况；与单独的直流电源相比，在同样脱除效果下，此电路可以达到节能30％以上。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本实用新型的示例性实用新型的整体结构图；

图2是本实用新型的实施例1的整体结构图；

图3是本实用新型更佳具体的实施例的整体结构示意图；

图4是本实用新型的直流电源单元S1的输出电压示意图；

图5是本实用新型的激励源单元S2的输出电压示意图；

图6是本实用新型负载电压波形和激励源单元S2脉冲波形的试验波形。

标号说明：1、第一整流滤波电路；2、第一逆变电路；3、第一高频整流变电路；4、第二整流滤波电路；5、第二逆变电路；6、第二高频变压器单元；7、自谐振耦合谐振回路。

具体实施方式

下面结合实施例对本实用新型做进一步的详细说明，以下实施例是对本实用新型的解释而本实用新型并不局限于以下实施例。

示例性电路：

在本实用新型中，提出了一种负载侧串联谐振高压电源，连接负载，包括直流电源单元、激励源单元、第一电容、电感和第二电容，所述直流电源单元的一端分别连接所述第一电容和所述电感，所述电感的另一端分别连接所述负载和所述第二电容，所述第二电容连接所述激励源单元的一端，所述直流电源单元的另一端、所述第一电容的另一端、所述负载的另一端以及所述激励源单元的另一端分别接地；所述第一电容、所述电感和所述负载组成谐振回路，所述直流电源单元为所述谐振电路提供直流高压输出，所述激励源单元为所述谐振回路提供激励电压；所述第一电容、所述电感和所述第二电容组成自谐振耦合谐振回路7；所述激励源单元发出高频交流脉冲后，所述负载与所述自谐振耦合谐振回路之间产生震荡，通过调节所述激励源单元的脉冲频率控制所述谐振回路中的谐振强度，进而控制激励源单元中震荡幅值的大小。

实施例1

参照附图1所示，一种负载侧串联谐振高压电源，连接负载L包括直流电源单元S1、激励源单元S2、第一电容C1、电感L1和第二电容C2，所述直流电源单元S1的一端分别连接所述第一电容C1和所述电感L1，所述电感L1的另一端分别连接所述负载L和所述第二电容C2，所述第二电容C2连接所述激励源单元S2的一端，所述直流电源单元S1的另一端、所述第一电容C1的另一端、所述负载L的另一端以及所述激励源单元S2的另一端分别接地；所述第一电容 C1、所述电感L1和所述负载L组成谐振回路，所述直流电源单元S1为所述谐振电路提供直流高压输出，所述激励源单元S2为所述谐振回路提供激励电压；所述第一电容C1、所述电感L1和所述第二电容C2组成自谐振耦合谐振回路7；所述激励源单元S2发出高频交流脉冲后，所述负载L与所述自谐振耦合谐振回路之间产生震荡，通过调节所述激励源单元S2的脉冲频率控制所述谐振回路中的谐振强度，进而控制激励源单元S2中震荡幅值的大小。

负载L为利用静电吸附原理的本体装置，其形式多样，包括但不限于电除尘器本体装置、一体化多脱装置、其他本体装置。在本实施例中，如图2所示，所述负载可以等效为第三电容C3和电阻R，并且，电阻R是可调电阻，所述第三电容C3和所述电阻R并联；所述第一电容C1、所述电感L1和所述电阻R组成谐振回路，所述第三电容C3用于存储能量并将所述能量提供给所述谐振回路。

直流电源单元S1提供稳定的直流高电压输出，输出电压范围一般为几十KV，其电源形式包括但不限于高频直流电源、工频单相电源、工频三相电源等。更加具体的实施例，参见附图3，在本实施例中，直流电源单元S1选用的是高频直流电源，更具体的说，应该是电除尘高频直流电源，所述高频直流电源包括第一整流滤波电路1、第一逆变电路2和第一高频整流变电路3，所述第一整流滤波电路1、所述第一逆变电路2和所述第一高频整流变电路3依次串接，所述第一高频整流变电路3的两端分别和所述第一电容C1的两端连接；其整个工作原理为：交流电配电给所述第一整流滤波电路1，在此，交流电为三相380V电压，所述第一整流滤波电路1对交流电配电进行整流滤波并产生第一直流电压；所述第一逆变电路2将所述第一直流电压进行逆变转换产生第一交流高压；所述第一高频整流变电路3将所述第一交流高压进行高压整流，产生直流电压，高频直流电源的输出电压如图4所示。

在本实施例中，所述激励源单元S2包括第二整流滤波电路4、第二逆变电路5和第二高频变压器单元6，所述第二整流滤波电路4、第二逆变电路5和第二高频变压器单元6依次串联，所述第二高频变压器单元6的一端连接所述第二电容C2，所述第二高频变压器单元6的另一端连接所述负载L；交流电配电给所述第二整流滤波电路4，所述第二整流滤波电路4对交流电进行整流滤波并产生第二直流电压；所述第二逆变电路5将所述第二直流电压进行逆变转换产生第二交流高压；所述第二高频变压器单元6的高频变压器Tr2的初级线圈电连接所述第二逆变电路5的输出端，次级线圈的一端连接第二电容，次级线圈的另一端接地，所述第二高频变压器单元给第二交流高压变压，产生高频交流脉冲，其输出的电压如图5所示。

参照附图3，所述第一整流滤波电路1为三相桥式全桥整流滤波电路，第一整流滤波电路1包括二极管D1-D6共6个二极管、电感L2和电感L3和电容 C4，二极管D1和二极管D4串联，二极管D1的正极连接二极管D4的负极，二极管D1的负极串联电容C1的一端，二极管D4的正极串联电容C1的一端，二极管D2和二极管D5串联，二极管D2的正极连接二极管D5的负极，二极管 D2的负极串联电容C1的一端，二极管D5的正极串联电容C1的一端，二极管 D3和二极管D6串联，二极管D3的正极连接二极管D6的负极，二极管D3的负极串联电容C1的一端，二极管D6的正极串联电容C1的一端，三相380V电压的A相电连接在二极管D1和二极管D4的连接导线上，B相电连接在二极管 D2和二极管D5的连接导线上，C相电连接在二极管D3和二极管D6的连接导线上，第一整流滤波电路1对三相电ABC整流，输出第一直流电压；

所述第一逆变电路2为H桥逆变电路，第一逆变电路2中包括了 IGBT1-IGBT4共四个绝缘栅双极型晶体管和电容C5，绝缘栅双极型晶体管的G 极为栅极输入控制端，C极为集电极，E极为发射极。IGBT1-IGBT4的G极连接控制系统，由控制系统控制IGBT1-IGBT4的工作状态。IGBT1与IGBT3串联， IGBT1的E极与IGBT3的C极连接，其连接点串联电容C2后再与高频变压器 Tr1初级线圈的一端相连；IGBT2与IGBT4串联，IGBT2的E极与IGBT4的C 极连接，其连接点与高频变压器Tr1初级线圈的另一端相连，IGBT1、ITBT2的 C极并联，与第一整流滤波电路1的正极相连，IGBT3、IGBT4的E极并联，与第一整流滤波电路1的负极相连。工作时，IGBT1与IGBT4为一组并且同时工作，IGBT2与IGBT3为一组并且同时工作，两组之间交替工作，构成H桥逆变电路，H桥逆变电路将所述第一整流滤波电路1整流后的第一直流电压进行逆变转换产生第一交流高压；

所述第一高频整流变电路3包括高频变压器Tr1和桥式高压整流管组，所述高频变压器Tr1的初级线圈电性连接所述第一逆变电路2的输出端，所述高频变压器Tr1的次级线圈串联所述桥式高压整流管组并电性连接所述第一电容C1。更具体地，桥式高压整流管组为全桥式高压整流管组，其包括D7-D10共四个二极管，二极管D7串联二极管D9，二极管D8串联二极管D10，二极管D7的负极连接二极管D9的正极，二极管D7的正极连接二极管D8的正极后连接第一电容C1的一端，二极管D7和二极管D9的连接点连接高频变压器Tr1次级线圈的一端，二极管D8的负极连接二极管D10的正极，二极管D9的负极连接二极管D10的负极后连接第一电容C1的另一端，二极管D8和二极管D10的连接点连接高频变压器Tr1次级线圈的另一端；所述第一逆变电路将产生的第一交流高压输入到所述高频变压器Tr1的初级线圈中，此时次级线圈感应出交流高压，感应出的交流高压经过桥式高压整流管组整流，形成可调的正极性直流电压，此时的正极性直流电压即为直流电源单元S1产生的进入自谐振耦合谐振回路中的直流电压，如附图4所示。

在此，所述第二整流滤波电路4为三相桥式全桥整流滤波电路，参照图3 所示，第二整流滤波电路4包括二极管D11-D16共6个二极管、电感L4和电感 L5，二极管D11和二极管D14串联，二极管D11的正极连接二极管D14的负极，二极管D11的负极串联电感L4的一端，二极管D14的正极串联电感L5的一端，二极管D12和二极管D15串联，二极管D12的正极连接二极管D15的负极，二极管D12的负极电感L4的一端，二极管D12的正极串联电感L4的一端，二极管D13和二极管D16串联，二极管D13的正极连接二极管D16的负极，二极管 D13的负极串联电感L4的一端，二极管D16的正极串联电感L5的一端，三相 380V电压A相电连接在二极管D11和二极管D14的连接导线上，B相电连接在二极管D12和二极管D15的连接导线上，C相电连接在二极管D14和二极管D16 的连接导线上，第二整流滤波电路4对三相380V电压整流，输出直流电压；

所述第二逆变电路5为H桥逆变电路，第二逆变电路5中包括了 IGBT5-IGBT8共四个绝缘栅双极型晶体管和电容C6，绝缘栅双极型晶体管的G 极为栅极输入控制端，C极为集电极，E极为发射极。IGBT5-IGBT8的G极连接控制系统，由控制系统控制IGBT5-IGBT8的工作状态。IGBT5与IGBT7串联，IGBT5的E极与IGBT7的C极连接，其连接点串联电容C6后再与第二高频变压器单元6相连；IGBT6与IGBT8串联，IGBT6的E极与IGBT8的C极连接，其连接点与第二高频变压器单元6相连，IGBT5、ITBT6的C极并联，与第二整流滤波电路4的正极相连，IGBT3、IGBT4的E极并联，与第二整流滤波电路4 的负极相连。工作时，IGBT5与IGBT8为一组并且同时工作，IGBT6与IGBT7 为一组并且同时工作，两组之间交替工作，构成H桥逆变电路，H桥逆变电路将所述第二整流滤波电路4整流后的第二直流电压进行逆变转换产生第二交流高压，如图5所示。

激励源单元S2发出交流高压脉冲后，负载L与自谐振耦合谐振回路7之间产生震荡，如图6所示，图中，波形1是负载L的电压波形，波形2表示的是激励源单元S2的脉冲波形，其振荡幅值Vp在耦合回路参数一定的前提下，由激励源单元S2单次注入能量决定，谐振回路的振荡周期T由谐振回路参数C1、 L1及负载L的等效电容即第三电容C3决定，衰减时长T0由负载L的特性及 C1、L1的内阻决定，可以简单的理解为：当硬件固定时，震荡周期就固定，因为回路有损耗，震荡会衰减，震荡衰减的时间长度由回路中的等效电阻决定，损耗有电阻产生，负载、C1、L1都有等效电阻。

激励源单元S2的脉冲频率增大到与1/T接近时，激励源单元S2将与谐振回路产生谐振，此时输出至负载L的幅值Vp将会急剧增大，可以参照图5，图5 表示的单次震荡时的波形，当脉冲频率提升时，两次震荡会重叠，重叠的越多，幅值Vp就会越大，脉冲频率与震荡固有频率一致时，幅值Vp最大，最后，通过调节激励源单元S2的脉冲频率可以控制谐振的谐振强度，从而控制幅值Vp 的大小。因此，可以实现负载的能量利用率高：负载以其电容特性参与谐振，负载的能量被反复利用，利用率高；利用负载侧的固有谐振频率震荡，谐振频率高，频率不受开关器件限制。

此外，需要说明的是，本说明书中所描述的具体实施例，其零、部件的形状、所取名称等可以不同。凡依本实用新型专利构思所述的构造、特征及原理所做的等效或简单变化，均包括于本实用新型专利的保护范围内。本实用新型所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本实用新型的结构或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本实用新型的保护范围。