本发明涉及使用谐振功率转换器来提供具有功率因数校正的ac/dc转换，或者提供dc/dc转换。本发明特别涉及llc转换器的使用。
背景技术：
以所谓的谐振转换器形式的转换器具有谐振电路，谐振电路可以是串联或并联谐振电路。在配置转换器时，一个目标是保持低损耗。包括具有两个电感和一个电容的llc谐振电路的谐振转换器是公知的。这种转换器的优点是，具有相对较低的开关损耗的能量高效操作是可能的。
谐振llc转换器以在led驱动器中使用而公知。转换器可以被配置或操作为恒流源或恒压源。可以使用恒流源直接驱动led布置，从而实现单级驱动器。恒压源例如可以用于具有另外的驱动器电子元件的led模块，以便利用来自由恒压源提供的输出电压的预定电流来确保到led的对应功率供应。
llc转换器包括用于控制转换操作的开关布置(称为反相器开关)，并且开关使用反馈或前馈控制来控制，以便生成所需要的输出。
在由市电(或其他ac)电源供电的功率转换器内实现的另一功能是功率因数校正(pfc)。ac电力系统的功率因数被定义为流向负载的有功功率与电路中的视在功率的比值。小于1的功率因数意味着电压和电流波形不同相，减少了两个波形的瞬时乘积。有功功率是电路在特定时间执行工作的能力。视在功率是电路的电流和电压的乘积。由于存储在负载中并且返回到源的能量，或者由于使从源汲取的电流的波形失真的非线性负载，视在功率将大于有功功率。
如果电源以低功率因数操作，对于传送相同数量的有用功率负载将比在较高功率因数下汲取更多电流。
使用功率因数校正可以提高功率因数。对于线性负载，这可以涉及使用电容器或电感器的无源网络。非线性负载通常需要有源功率因数校正来抵消失真并且提高功率因数。功率因数校正通过提供符号相反的无功功率、添加用于消除负载的电感性或电容性效应的电容器或电感器来使ac功率电路的功率因数更接近1。
有源pfc利用电力电子技术来改变由负载汲取的电流的波形，以改善功率因数。有源pfc电路可以例如基于降压、升压或降压升压开关模式转换器拓扑。有源功率因数校正可以是单级或多级的。
在开关模式电源的情况下，pfc升压转换器例如插入在桥式整流器与市电存储电容器之间。升压转换器试图在其输出上维持恒定的dc母线电压，同时汲取与线路电压始终同相并且处于相同频率的电流。电源内部的另一开关模式转换器从dc母线产生期望的输出电压或电流。
由于其输入电压范围非常宽，具有有源pfc的很多电源可以自动调节，以对例如从约110v至277v的ac电源操作。
功率因数校正可以在例如被置于(市电)电源与开关模式功率转换器之间的专用功率因数校正电路(称为预调节器)中实现，开关模式功率转换器然后驱动负载。这形成了双级系统，并且这是高功率led应用(例如，大于25w)的典型配置。功率因数校正可以替代地被集成到开关模式功率转换器中，开关模式功率转换器然后形成单级系统。
在这种情况下，存在单个谐振槽和开关布置，其然后实现功率因数校正以及输入与输出之间的转换比的控制两者，以便维持递送给负载的期望的输出(在led驱动器的情况下为电流)。
有源功率因数校正通常涉及向控制器提供输入电流和电压波形，使得它们的相对相位角可以通过调节负载来控制。
在us2014/0091718中已经提出使用llcdc/dc转换器作为pfc电路，在llcdc/dc转换器之前是整流器。llc谐振转换器是频率控制的，为此使用振荡器。反馈控制系统的控制值是反相器的开关频率。
利用内部部件来形成谐振槽的自激振荡谐振转换器电路也是已知的，并且信号值(例如，电路中出现的电压水平)用于实现开关操作。例如，us8729830公开了通过使用谐振槽中的状态的阈值检测以便确定反相器开关时间而不是采用振荡器和频率控制来以自激振荡方式控制谐振dc/dc转换器。
llcdc/dc转换器要么以dc电源电压(例如，在电信或数据中心应用中为48v)操作，要么用作市电电源或两级led驱动器的第二级，其中前端级(功率因数校正预调节器)提供功率因数校正并且还生成形成用于llc的dc输入电压的稳定的母线电压。
具有中等和低输出功率的标准功率因数预调节器通过以边界导通模式(或“临界导通模式”)操作的降压、升压、降压升压或反激式转换器来实现。如果转换器必须与市电隔离，则通常使用反激式转换器。这种操作模式广泛应用于必须满足市电谐波规定的各种商用产品。通常，为了控制这些转换器，使用两个概念：
(i)峰值电流模式控制与市电输入电压的乘法器相组合以用于提供市电输入电流的设定点。这里，输入电流是闭环控制的，并且必须借助于电流传感器进行测量。
(ii)反相器开关的恒定导通时间操作。这种方法不控制闭环中的市电输入电流，并且控制系统的实现非常简单。这种方法既不需要乘法器来计算设定点也不需要电流传感器。这种方法基于恒定导通时间，并且市电输入电流大致与市电电压成比例(在特定的设计和操作条件下)。
本发明在一些方面涉及dc/dc谐振转换器架构，并且在其他方面涉及用作实现功率因数校正(pfc)的ac/dc转换器的谐振llc转换器。
图1中示出了谐振ac/dc转换器的示例。llc谐振电路形成pfc级，并且因此可以通过具有受控输出电压而用作pfc预调节器。它也可以通过具有受控输出电流而用作单级led驱动器。
该电路包括市电输入10，市电输入10之后是在输出处具有平滑电容器14的整流桥12。
转换器包括初级侧电路16和次级侧18。在初级侧电路16与次级侧18之间存在电隔离。提供包括初级线圈20和次级线圈22的变压器以用于隔离。变压器具有还充当串联llc谐振电路的电感之一的磁化电感20。llc谐振电路具有第二电感24和电容(在这个示例中被形成为两个电容器26和27)。
在llc电路中，电感和电容器可以按任何串联顺序。电感器可以包括分立部件，或者可以被实现为变压器的漏感。
初级侧电路16包括具有第一功率开关28和第二功率开关30的半桥。第一开关和第二开关可以是相同的，并且半桥可以是以对称半桥的形式。这些开关可以是以场效应晶体管的形式。谐振llc电路连接到两个开关之间的节点。
每个开关的操作定时由其栅极电压(示意性地示出为电压源)来控制。反馈用于确定开关28、30的控制的定时。
在转换器的操作期间，控制器以特定频率和互补方式控制开关。
图1所示的电路因此是ac/dcpfc单级转换器，其包括ac输入10、整流器12、包括高侧开关(第一功率开关28)和低侧开关(第二功率开关30)的半桥反相器，其中输出从开关之间的节点限定。自激振荡llc电路20、24、26、27耦合到输出。控制电路(未示出)用于生成用于控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号。高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，而低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关。
在一种已知方法中，初级侧电路16例如通过第一或第二开关来检测指示在电路中流动的电流随着时间的平均值的变量。关于负载的信息是基于初级侧电路中所测量的电流而得到的。所测量的电流可以与负载具有直接关系。
次级侧18具有整流器，整流器连接在次级线圈22的下游并且例如可以由(二极管32a和32b的)第一二极管布置32和(二极管34a和34b的)第二二极管布置34形成。图1示出了全桥整流器和单个次级线圈，单个次级线圈在其端部处耦合到整流器电路。代之，次级线圈22的中心可以耦合到次级侧电路的输出。次级线圈22的端部然后可以经由仅具有两个二极管的半桥整流器而耦合到输出。存储电容器36连接在整流器的输出之间。led负载或其他输出级由电阻器表示。它包括一个led或多个led。
需要一种控制方案来将开关28、30驱动到它们的闭合和断开状态，使得输出电压或电流被调节到某个期望的值或值范围，并且还用于pfc电路以实现功率因数校正。
为了充分利用传动系统并且实现最大效率，期望对称地(至少在满载时)操作转换器，并且在次级侧中同等地加载变压器和整流器。在具有在匝数比和泄漏方面对称的中心抽头输出绕组的变压器的情况下，如果半桥(即，其开关节点)的占空比保持在50％，则可以确保次级侧对称。
控制方案基本上有四个转变必须处理：
1.高侧mosfet28的接通；
2.低侧mosfet30的接通；
3.高侧mosfet28的关断；
4.低侧mosfet30的关断。
有几种已知的方案可以用来实现这一点。
a.von-voff是一种如下的控制方案，其中当某个状态变量跨过某个阈值电压(von)时，转变编号4被发起。之后，控制在开始转变1之前等待一定的时间(即，死区时间)。这个死区时间确保不发生交叉导通或直通。半桥现在处于导通状态。最终，相同或不同的状态变量将跨越第二阈值(voff)，并且转变编号3将被发起。与到半桥导通状态的转变一样，在转变编号2被发起之前将存在死区时间。半桥现在处于断开状态，并且然后过程再次从头开始。两个阈值的实际值由外控制回路确定，以便产生正确的输出。这是一种von-voff方案，在于电压阈值控制接通和关断。
b.von-ton是一种如下的控制方案，其中当某个状态变量跨越某个阈值电压(von)时，转变编号4被发起。如情况a那样，在开始转变编号1之前，允许经过死区时间。转变编号3基于经过一定的时间间隔而被发起。特定时间间隔可以是固定间隔，或者是受控间隔。在死区时间已经过去之后，转变编号2被发起，并且然后过程再次从头开始。电压阈值的实际值由外控制回路确定以产生正确的输出，并且时间阈值可以是固定的或动态控制的。这是一种von-ton方案，在于电压阈值控制接通(在死区时间之后)并且然后半桥的导通周期的持续时间被控制。
c.voff-toff类似于情况b，除了电压和时间阈值分别限定半桥的断开和导通转变。当某个状态变量跨越某个阈值电压(voff)时，转变编号3被发起。在开始转变编号2之前，允许经过死区时间。转变编号4基于经过一定的时间间隔而被发起。然后在经过死区时间之后，转变编号1被发起，并且然后过程再次从头继续。如情况b那样，电压阈值的实际值由外控制回路确定以便产生正确的输出，并且时间阈值可以是固定的或动态控制的。这是一种voff-toff方案，在于电压阈值控制关断，并且半桥的断开周期的持续时间被控制(即，在关断高侧mosfet与在持续时间和死区时间之后再次接通它之间)。
在情况b和c中，通常期望控制导通(断开)时间，以使得其匹配断开(导通)时间，即，如上所述以50％占空比操作通常是有益的。在其他情况下，为了扩大转换器能够处理的输出电压或电流窗口，以与50％不同的限定的占空比操作是有益的。
对于基于阈值的谐振转换器(诸如自激振荡llc转换器)，电路中不存在振荡器。基于阈值的切换在使用转换器来覆盖大范围的输入和输出操作条件(诸如例如，在llcpfc中)时在传递函数的线性度方面具有特别的优势，并且频率控制在这种情况下由于无法容易地处理的增益的极端变化而不是可行的。
本发明涉及对谐振llc转换器电路的设计和控制的改进，并且特别是用于用作pfc预调节器电路，尽管一些方面也适用于dc/dc转换器，并且一些方面也适用于单级pfc驱动器。一些方面也不限于llc电路。
wo2016/020213公开了一种用于驱动负载、特别是用于驱动包括一个或多个led的led单元的驱动器设备。驱动器设备包括输入端子、转换器单元和控制单元，输入端子用于将驱动器设备连接到电源以用于从电源接收可变输入电压，转换器单元包括谐振转换器和开关单元、用于将输入电压转换成输出电压，其中开关单元适于将输入电压的斩波电压作为驱动电压提供给谐振转换器，控制单元连接到开关单元以用于控制斩波电压的脉冲频率，其中控制单元适于通过基于可变输入电压的测量值控制斩波电压的脉冲频率来控制从电源汲取的输入电流。
us2014/0160805公开了一种将ac输入电压转换成dc输出电压的ac/dc功率转换器。该ac/dc功率转换器包括将ac输入电压整流成第一整流电压的输入整流器级。ac/dc功率转换器还包括直接耦合到输入整流器级的输出的开关谐振级。开关谐振级将整流电压转换成具有第一振幅的第一高频ac电压。该ac/dc功率转换器还包括变压器，变压器耦合到开关谐振级的输出并且被配置为将第一高频ac电压下变频成具有第二振幅的第二高频ac电压。此外，ac/dc功率转换器包括耦合到变压器的输出的输出整流器级，其中输出整流器级将第二高频ac电压整流成dc输出电压。
技术实现要素：
本发明由权利要求限定。
根据第一组示例，提供了一种ac/dcpfc单级转换器，其包括：
ac输入；
整流器；
包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，其中输出被限定来自开关之间的节点；
耦合到输出的自激振荡llc电路，其中电反馈参数由llc电路提供；以及
控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关，
其中控制电路包括外控制回路和内控制回路，外控制回路用于根据转换器输出电压或电流以及整流输入电压和电流来设置针对电反馈参数的阈值水平，内控制回路用于将电反馈参数与阈值进行比较以得到栅极驱动信号，
其中内控制回路包括用于将电反馈参数与阈值进行比较的比较器和用于生成栅极驱动信号的触发器。
该方面提供了一种单级电路，该单级电路基于输入电流和电压的测量来实现pfc并且应用阈值控制以控制半桥反相器的开关。
在一个示例中，比较器输出被提供给触发器的复位输入，并且置位输入由延迟元件提供。这使得单个阈值能够被用于控制自激振荡。延迟元件可以提供由复位输入触发的延迟。
在另一示例中，控制电路适于设置用于接通栅极驱动信号的电反馈参数的第一阈值和用于关断栅极驱动信号的电反馈参数的第二阈值。
这种方法避免了对如基于单个阈值进行控制所要求的、用于完成定时控制的平衡控制器的需要。
这组示例还提供了一种单级pfcac/dc转换方法，其包括：
对ac输入整流；
使用栅极驱动信号来操作包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，以及从开关之间的节点提供输出，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关；
从耦合到输出的自激振荡llc电路提供电反馈参数；以及
通过以下基于电反馈参数来控制高侧开关和低侧开关的切换：
使用外控制回路来根据转换器输出电压或电流以及整流输入电压和电流设置电反馈参数的阈值水平；以及
使用内控制回路来将电反馈参数与阈值进行比较以得到栅极驱动信号，并且使用触发器生成栅极驱动信号。
可以使用用于接通栅极驱动信号的电反馈参数的第一阈值，并且可以使用用于关断栅极驱动信号的电反馈参数的第二阈值。
根据第二组示例，提供了一种ac/dcpfc转换器，其包括：
ac输入；
整流器；
包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，其中输出被限定来自开关之间的节点；
耦合到输出的自激振荡llc电路，其中电反馈参数由llc电路提供；
控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关，其中控制电路用于：
确定与第一持续时间相关的值，第一持续时间与由电反馈参数确定的高侧开关或低侧开关的导通时间或断开时间相对应，以及
定义分别用于设置后续断开时间或导通时间的第二持续时间。
该布置使得单个反馈参数能够用于定义开关布置的导通时间(或断开时间)，并且具有占空比的控制。
测量由阈值控制产生的持续时间，并且使用该持续时间(或多个先前的持续时间)来确定控制周期的下一阶段的持续时间。控制电路例如可以生成表示先前持续时间(例如，从过去的5到100周期)的(移动)平均值的信号。
以这种方式，一个切换转变直接对阈值做出反应，而另一切换转变受具有设定点(例如，50％)的内部控件、用于检测到设定点的误差的装置、误差积分器和控制持续时间的方式的支配。
因此，在一个示例中，可以使用积分器来积分第一常数值，直到电反馈参数达到阈值，并且然后积分符号相反的第二常数值。
这为定时控制提供了模拟解决方案，其中积分器用于通过积分常数值来测量持续时间。为了设置另一开关的对应的导通时间或断开时间，积分相反符号的信号以便定义第二持续时间。以这种方式可以将占空比准确地设置为50％，在于通过适当选择要被积分的常数值，占空比本身可以用于设置时间段。
常数值例如从栅极驱动信号得到。该栅极驱动信号在两个值之间交替：其中一个值与参考相比是正的，而另一个值与参考相比是负的，由此定义第一和第二常数值。
积分器因此可以具有被设置为在栅极驱动信号的范围内为固定电压的参考输入。这决定了积分器的切换时刻，并且它使得任何期望占空比能够被设置。
积分器可以将参考输入设置为栅极驱动信号的中点。这使得50％的占空比能够如上所描述的那样被设置。
转换器还可以包括在积分器的输出处的rc输出滤波器。
积分器分量值可以用于设置操作带宽的低频截止，并且rc输出滤波器可以用于设置高频截止。
转换器还可以包括在rc输出滤波器的输出处的短路晶体管，短路晶体管在积分器输出是下降斜率时被接通并且在积分器输出是上升斜率时被关断。这意味着，当达到正确的定时(对于期望的占空比)时，控制电路的输出可以被提供作为脉冲。
这组示例还提供了一种ac/dcpfc转换方法，其包括：
对ac输入整流；
使用栅极驱动信号来操作包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，以及从开关之间的节点提供输出，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关；
从耦合到输出的自激振荡llc电路提供电反馈参数，其中电反馈参数由llc电路提供；
通过以下来控制高侧和低侧开关的切换：
确定与第一持续时间相关的值，第一持续时间与由电反馈参数确定的高侧开关或低侧开关的导通时间或断开时间相对应，以及
定义分别用于设置后续断开时间或导通时间的第二持续时间。
该方法可以包括：
积分第一常数值直到电反馈参数达到阈值；以及
积分与第一常数值符号相反的第二常数值以定义分别用于设置后续的断开时间或导通时间的第二持续时间。
常数值可以从栅极驱动信号得到，并且该方法可以包括将积分器参考输入设置为在栅极驱动信号的范围内的固定电压。
根据第三组示例，提供了一种转换器，其包括：
包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，其中输出被限定来自开关之间的节点；
耦合到输出的自激振荡电路，其中电反馈参数由电路提供；
控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关，其中控制电路包括：
用于检测电反馈参数的斜率的检测电路；以及
用于根据电反馈参数的斜率和栅极驱动信号的水平来禁用电反馈参数的电路。
在该电路中，电反馈参数被用作控制变量。当达到阈值时，控制电路可以禁用反馈参数。以这种方式，反馈参数不再控制开关功能。这使得电反馈参数能够增加超过阈值，而不引起不想要的错误触发。禁用可以被认为是消隐(blank)操作，通过该操作，仅当斜率具有正确符号并且栅极驱动信号具有正确值时才感测到反馈参数。以这种方式，在反馈参数接近该阈值水平时使用阈值，并且在可能出现错误触发的其他时间不使用阈值。
自激振荡电路优选地包括llc电路，并且电反馈参数包括跨llc电路的电容器的电压。
用于禁用的电路可以包括用于将感测到的电反馈参数短路到参考电位的短路电路。这使阈值控制无效。
在一个示例中，检测电路可以包括双极晶体管，双极晶体管的基极连接到积分电容器的一个端子，积分电容器的另一端子连接到反馈电信号，使得基极电流取决于施加到积分电容器的电压的斜率，使得在一种模式中，双极晶体管是开路的，而在另一模式中，它执行上拉或下拉功能。
在另一示例中，检测电路可以包括缓冲电路，缓冲电路的输入连接到积分电容器的一个端子和二极管布置，积分电容器的另一端子连接到反馈电信号，二极管布置被布置以使得流过二极管布置的电流的方向取决于施加到积分电容器的电压的斜率，使得在一种模式中，到缓冲器的输入被下拉，而在另一模式中，缓冲器的输入被上拉。
因此有不同的方式来实现对反馈参数的斜率的检测。
可以提供逻辑布置以用于实现电反馈参数的斜率与栅极驱动信号的电平之间的“或”功能。
ac/dcpfc转换器可以包括ac输入、整流器和如上定义的转换器，转换器以整流器的输出作为其输入。
这组示例还提供了一种转换方法，其包括：
使用栅极驱动信号来操作包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，以及从开关之间的节点提供输出，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关；
从耦合到输出的自激振荡电路提供电反馈参数；
通过以下根据电反馈参数来控制高侧开关和低侧开关的切换：
检测电反馈参数的斜率；以及
根据电反馈参数的斜率和栅极驱动信号的水平来禁用电反馈参数。
禁用可以包括将感测的电反馈参数短路到参考电位。检测可以包括根据在双极晶体管的基极处施加到积分电容器的电压的斜率来控制双极晶体管的基极电流，使得在一种模式中，双极晶体管开路，并且在另一种模式中，它执行上拉或下拉功能；或者根据施加到积分电容器的电压的斜率来控制流过二极管布置的电流的方向，使得在一种模式中，到缓冲器的输入被下拉，并且在另一种模式中，到缓冲器的输入被上拉。
根据第四组示例，提供了一种ac/dcpfc转换器，其包括：
ac输入，被配置为向整流器的输入提供输入电流，整流器被配置为对输入电流整流并且向半桥反相器提供输入电流，半桥反相器包括第一开关和第二开关，其中输出被限定来自开关之间的节点；
耦合到输出的llc电路，其中跨llc电路的电容器的电压被提供作为电反馈参数，其中电反馈参数表示输入电流；以及
控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制第一开关和第二开关的切换的栅极驱动信号，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关，
其中控制电路包括外控制回路和内控制回路，外控制回路用于在不测量输入电流的情况下根据转换器输出电压或电流和整流输入电压来设置针对电反馈参数的阈值水平，内控制回路用于将电反馈参数与阈值进行比较以得到栅极驱动信号并且提供功率因数校正。
通过使用来自llc电路的电参数来表示输入电流，该布置避免了使用测量的输入电流作为控制电路的输入的需要。期望的pfc功能仍然能够提供实际的电阻性输入阻抗。
用更简单的电压测量来代替电流测量。这也简化了标准升压pfc控制器集成电路的使用。
该电路可以是预调节器级(其之后是dc/dc转换器)，或者可以在单级驱动器内实现。llc电路可以是自激振荡的，或者半桥反相器可以由振荡器控制。
内控制回路优选地用于在栅极驱动信号的切换时刻将跨llc谐振电路的电容器的电压与阈值进行比较。该电路可以被设计以使得输入电流在切换时刻与跨llc电容器的电压实际上成比例。
在一个示例中，内控制回路包括振荡器，并且内控制回路控制振荡频率。这为llc转换器提供公知的频率控制。
在另一示例中，内控制回路包括锁存器，其中锁存器切换的定时取决于电反馈参数。这提供了自谐振开关操作。
锁存器则可以包括触发器，其中置位和复位定时中的一项根据电反馈参数被控制，并且置位和复位定时中的另一项基于固定延迟被控制。
校正单元可以被提供以用于修改针对电反馈参数的阈值水平与到电路的整流输入电压之间的关系。这使得更接近单位的功率因数能够被获取，并且因此能够获取更低的总谐波失真。
校正单元可以用于：
在阈值水平与电反馈参数进行比较之前，根据输入电压修改针对电反馈参数的阈值水平；
在向外控制回路供应整流输入电压之前，修改整流输入电压；或者
在将所测量的电反馈参数与阈值进行比较之前，修改所测量的电反馈参数。
这些是实现阈值水平与整流输入电压之间的关系的改变的备选方式。针对电反馈参数的阈值水平与到电路的整流输入电压之间的关系例如包括如下的函数，该函数对于最小和最大整流输入电压具有阈值水平与输入电压之间的相同比率并且对于中等整流输入电压具有较大比率。这意味着该关系偏离线性关系，特别是对于中等电压值。
这组示例还提供了一种ac/dcpfc转换方法，其包括：
对ac输入整流；
使用栅极驱动信号来操作包括第一开关和第二开关的半桥反相器，以及从开关之间的节点提供输出，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关；
提供跨llc电路的电容器的电压作为表示输入电流的电反馈参数；
通过以下根据电反馈参数来控制第一开关和第二开关的切换：
在不测量输入电流的情况下，根据转换器输出电压或电流和整流输入电压在外控制回路中设置针对电反馈参数的阈值水平；以及在内控制回路中将电反馈参数与阈值进行比较以得到栅极驱动信号。
该方法可以包括：在内控制回路中，在栅极驱动信号的切换时刻将跨电容器的电压与阈值进行比较。内控制回路可以用于控制振荡器并且由此控制栅极驱动信号的振荡频率。备选地，内控制回路可以用于通过根据电反馈参数来控制置位和复位定时中的一项，并且通过基于固定延迟来控制置位和复位定时中的另一项，来控制触发器的开关定时。
根据第五组示例，提供了一种转换器，其包括：
包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，其中输出被限定来自开关之间的节点；
耦合到输出的llc电路，其中电反馈参数由llc电路提供；
控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关，
其中控制电路包括外控制回路和内控制回路，外控制回路用于至少根据转换器输出电压或电流来设置阈值水平，内控制回路包括用于生成栅极驱动信号的振荡器，其中振荡器频率由内控制回路根据阈值水平和电反馈参数来控制。
这种布置利用来自llc电路的电参数来补充半桥的振荡器控制。电参数用作受控(被操纵)变量。这提供了一种混合控制方法，该方法利用振荡器以及来自llc电路的反馈。这实现了更稳定的控制，其不会受到错误触发或缺少触发器的影响。它用作时间平均阈值控制方法。该电路可以是预调节器pfc级(其之后是dc/dc转换器)，或者可以在单级驱动器内实现，或者可以用在dc/dc转换器中。
当用在pfc电路中时，阈值水平可以基于输入电压和电流的测量来设置。备选地，输入电流可以由跨llc电路的电容器的电压来表示，如上文第四组示例中那样。
在一组示例中，阈值水平是输入电流阈值水平，并且内控制回路包括用于对输入电流误差进行积分的积分器，其中振荡器根据经积分的电流误差和电反馈参数被控制。这将输入电流控制与使用llc槽内的电信号的控制相结合。
在另一组示例中，阈值水平是针对电反馈参数的阈值水平，并且内控制回路包括相位检测器，相位检测器用于检测具有取决于阈值水平的定时的信号与电反馈参数之间的相位差。这个示例利用电反馈参数以用于外控制回路(其控制输出电压或电流)的阈值控制和内控制回路(其控制pfc)的阈值控制两者。
以这种方式，电反馈参数(例如，llc电容器电压)被用作控制被瞬时转换的功率水平的控制(或操纵)值，同样如在上文的示例中那样。pfc应用使用两个级联控制回路，而dc/dc转换器仅使用一个。
vco和相位检测器实现另外的内控制回路，使得切换不是立即(或直接)响应于阈值检测而被执行，如在上文的第二方面中发生的那样。
例如，内控制回路则可以包括用于对相位误差进行积分的积分器，其中振荡器根据经积分的相位误差被控制。内控制回路则可以包括用于将振荡器控制信号转换为三角波形的三角波信号发生器，三角波形具有由栅极驱动信号的反馈确定的定时。这使得占空比能够基于施加到三角波信号的切换阈值被控制。
振荡器可以包括用于根据输出负载来实现占空比修改的电路。
这组示例还提供了一种转换方法，其包括：
使用栅极驱动信号来操作包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，以及从开关之间的节点提供输出，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关；
从耦合到输出的llc电路提供电反馈参数；以及
通过以下根据电反馈参数来控制高侧开关和低侧开关的切换：
在外控制回路中至少根据转换器输出电压或电流来设置阈值水平；以及
在包括用于生成栅极驱动信号的振荡器的内控制回路中，根据阈值水平和电反馈参数来设置振荡器频率。
这提供了如上文所解释的时间平均阈值控制方法。阈值水平可以是输入电流阈值水平，并且内控制回路包括用于对输入电流误差进行积分的积分器，其中该方法包括根据经积分的电流误差和电反馈参数来控制振荡器。备选地，阈值水平可以是针对电反馈参数的阈值水平，并且该方法包括在内控制回路中检测具有取决于阈值水平的定时的信号与电反馈参数之间的相位差。
根据第六组示例，提供了一种ac/dcpfc转换器，其包括：
ac输入；
整流器；
包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，其中输出被限定来自开关之间的节点；
耦合到输出的自激振荡谐振电路；以及
控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号，以便控制转换器输出电压或电流，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关，其中控制电路包括：
用于接收针对电反馈参数的阈值的输入；
用于基于电反馈参数与阈值的比较来生成栅极驱动信号的输出电路；以及
用于在栅极驱动信号的切换失败的情况下覆写(override)阈值的超时电路，以由此提供用于重新开始栅极驱动信号的切换的重启信号。
如果存在信号振荡的中断，则该布置使得栅极驱动信号的所需要的自激振荡能够重新开始。
控制电路可以包括用于对期望的转换器输出电压或电流中的误差进行积分以得到比较信号的积分器。这个比较信号将仅在振荡已经停止的情况下达到阈值。
积分器例如包括具有处于负反馈路径中的电容器的放大器，并且超时电路包括用于将电容器短路的开关。
随着慢积分时间常数被去除，比较信号然后斜升到大于阈值。
超时电路可以包括检测器，检测器用于检测栅极驱动信号中的转变并且用于在栅极驱动信号中没有转变的情况下闭合开关。
在轻负载操作期间可以重复提供重启信号。这提供了升压模式操作的形成。
这组示例还提供了一种ac/dcpfc转换方法，其包括：
对ac输入整流；
使用栅极驱动信号来操作包括高侧开关和低侧开关的半桥反相器，以及从开关之间的节点提供输出，其中高栅极驱动信号接通一个开关并且关断另一开关，并且低栅极驱动信号关断上述一个开关并且接通上述另一开关；
从耦合到输出的自激振荡谐振电路提供电反馈参数；以及
通过以下来控制高侧和低侧开关的切换：
接收针对电反馈参数的阈值；
基于电反馈参数与阈值的比较来生成栅极驱动信号；以及在栅极驱动信号的切换失败的情况下，覆写所述阈值，以由此提供用于重新开始栅极驱动信号的切换的重启信号。
该方法可以包括对期望的转换器输出电压或电流中的误差进行积分以得到比较信号，并且其中覆写阈值包括将电容器短路。覆写阈值然后可以包括检测栅极驱动信号中的转变以及在栅极驱动信号中没有转变的情况下闭合开关。该方法用在自激振荡控制方案中，例如包括误差积分器。在模拟实现的情况下，这使用反馈电容器。然而，对于数字实现，覆写功能可以通过重置数字误差积分器来实现。
在以上所有示例中，电反馈参数可以包括跨llc电路的电容器的电压。备选地，也可以使用变压器电压或变压器输入电流。
在所有示例中，可以使用ac/dc转换器来实现功率因数校正。除了被指定为单级转换器的情况之外，其可以包括提供经调节的pfc输出电压的预调节器，经调节的pfc输出电压然后例如被提供给另一级，例如以形成双级转换器。然而，其可以替代地用作单级转换器，在这种情况下，输出可以包括经调节的电流，例如以用于驱动led负载。
在所有示例中，可以在谐振电路(例如，llc电路)与输出负载之间提供变压器。然后照明设备可以包括一个或多个led的led布置以及ac/dcpfc转换器(作为单级驱动器或作为双级驱动器的第一级)，并且led布置包括最终输出负载。
一种led驱动方法包括提供ac/dcpfc转换并且使用经转换的dc电压来驱动led负载。led负载可以被直接驱动，例如通过输出电流控制，或者可以通过另一dc/dc转换器级来驱动。
附图说明
现在将参考附图详细描述本发明的示例，在附图中：
图1示出了形成pfc级的谐振ac/dc转换器的示例；
图2示出了对于不同功率相对于归一化开关频率的电压增益；
图3示出了对于不同输入ac电压水平，市电电流与归一化开关频率；
图4示出了由llc转换器要求的功率因数校正的一般任务；
图5示出了在替代开关频率而使用llc状态变量的阈值的情况下如何放宽增益比问题；
图6示出了ac/dcllc转换器电路的示例；
图7更详细地示出了用于单个阈值电压实现的图6中的控制器；
图8示出了用于控制voff-toff控制方案中的半桥的导通转变的电路；
图9示出了图8中的积分器的输出；
图10示出了图8的电路针对某组参数值的操作范围；
图11示出了用于示出检测电路中的不想要的错误触发的波形；
图12示出了具有用于解决错误触发问题的消隐功能的电路；
图13示出了针对图12的电路的电路操作；
图14示出了使用缓冲器的图12的电路的备选实施例；
图15示出了连接到整流市电并且被设计为在不测量输入电流的情况下递送高功率因数的llc电源转换器；
图16示出了以第一已知方式使用图18的llc转换器的第一pfc控制器的结构，即，使用频率作为操纵变量并且反馈市电电流。
图17示出了使用频率控制但是将谐振电容器开关电压控制为与市电电压成比例的方法；
图18示出了包括反馈市电输入电流但是使用自激振荡llc的电容器电压的已知方法的控制实现；
图19示出了组合作为参考信号的电容器电压的使用和如图21中使用的自激振荡切换的方法；
图20示出了电容器电压和阈值电压；
图21至图23示出了由图17或图19的控制所产生的设计的市电电流波形以及用于谐振电容器电压的设定点；
图24示出了具有校正块的对图19的控制方案的修改；
图25示出了具有校正块的对图17的控制方案的备选修改；
图26示出了具有校正块的对图19的控制方案的备选修改；
图27和图28示出了使用校正方法以及由校正功能实现的修改而修改的图17或图19的控制所产生的设计的市电电流波形；
图29示出了基于平均阈值控制的方法；
图30示出了使用经修改的vco驱动信号来实现图29的方法的实现；
图31示出了图30中所使用的相位检测器的可能设置；
图32和图33示出了用于解释图29至图31的电路的操作的时序图；
图34和图35示出了针对高压和部分负载操作的波形；以及
图36示出了超时控制电路。
具体实施方式
本发明提供了对谐振dc/dc和ac/dc转换器电路的各种改进，并且对于实现功率因数校正的llc电路特别有意义。一些示例涉及自激振荡电路，而其他示例涉及具有由振荡器驱动的频率控制的转换器电路。
第一方面涉及使用llc谐振转换器电路作为ac/dc转换器并且因此用作前端pfc电路。
llc转换器的前端pfc应用对反相器开关布置的反馈控制提出了几个问题，这是传统的频率控制方法无法掌握的。这主要与高增益比要求有关。增益比是最大增益与最小增益之比。
图2示出了对于不同输出功率，电压增益对归一化开关频率，并且图3示出了对于不同输入ac电压水平，市电输入电流对归一化开关频率。
出现的问题是：
(i)输入电流对频率增益的非常大的变化d(im)/d(fs)，与通常小于llc控制器在控制输出电流时在led驱动器输出级的情况下必须覆盖的一个数量级的增益变化相比，其可以在两到三个数量级上变化。图2示出了对于单位功率因数操作，市电输入电流对开关频率。如果开关频率是操纵变量，则该图将对应于llc传递函数。这个传递函数在太宽的范围内变化而不能使用频率作为控制变量。如果ac/dc级必须覆盖'intellivolt'电源范围(108v<v(ac)<305v)，则增益范围进一步增大。
(ii)以传统方式设置最小频率是不可能的，其通常设置最大功率，因为与传统设置不同，最小频率不对应于最大负载，而是对应于最小负载，如图3所示。
(iii)这些问题还使得电容性模式保护不切实际，电容模式保护通常伴随着llc频率控制，并且要求在开关事件之前设置最小电流，并且在最低频率处预期最高负载。
图4示出了由llc转换器要求的功率因数校正功能的一般任务。左图示出了归一化的市电电压对相位角，并且右图示出了归一化的逆(inverse)增益对开关频率。
在低市电信号(在相位角t1)，需要高增益(即，如右图所示的低的逆增益(vmains/vo)。然而，负载较低，因为对于单位功率因数，负载与输入电压的平方成比例。结果，llc转换器以极高的增益并且从而以其最小开关频率(fs1)运行轻负载。
当接近高市电信号(在相位角t6)时，llc转换器以峰值负载运行。在这个负载，它只能覆盖在范围的低端附近的小的增益范围。因此，llc以其最高开关频率(fs6)运行。
图5示出了在替代开关频率而使用llc状态变量的阈值作为用于控制输入电流的操纵变量的情况下如何放宽增益比问题。图5示出了对于三种市电ac输入电压(108v、230v、305v)，市电电流对阈值切换电压。
这种情况下的阈值电压是llc槽的电容器两端的电容器电压vc。备选地，也可以使用变压器电压或变压器输入电流。
图6示出了ac/dcllc转换器电路。
如图1所示，该电路具有ac市电输入10，ac市电输入10之后是整流器12。半桥反相器的开关28、30由受控制器62控制的栅极驱动器60控制。控制器输出栅极驱动信号gs。
控制器被提供有阈值，阈值在这个示例中为阈值(或参考)电容器电压vc_ref。控制器62接收测量的量，即，实际谐振电容器电压vc，并且处理用于栅极驱动器60的开关方案，栅极驱动器60又控制反相器28、30和开关节点电压vx，即，半桥反相器的输出处的电压。
控制器因此是具有外控制回路64和内控制回路62的控制电路，外控制回路64用于根据这个示例中的输出电压vo以及输入电压和电流vm、im来设置电反馈参数(电容器电压)的阈值水平，内控制回路62用于将电反馈参数与阈值进行比较以得到栅极驱动信号。
外控制回路64实现输出控制以及实现pfc，并且内控制回路62得到开关控制信号。
图7更详细地示出了控制器62。所测量的电容器电压vc通过比较器70与参考vc_ref进行比较，并且比较结果用于复位触发器72，触发器72生成用于栅极驱动器60的输出。延迟元件74提供延迟的置位脉冲，使得复位操作具有固定的持续时间(其是触发器的时钟速度的函数)。
该反馈系统包括由内控制回路62实现的高频控制回路。
外部低频控制器64接收市电电压vm、实际市电电流im和输出电压vo以及其设定点vo_ref，并且根据功率因数需要来处理用于开关单元的vc_ref的操纵值。
在这个示例中，只有一个阈值(vc_ref)与状态变量(这里是vc)进行比较。如果状态变量超过阈值，则控制器62中的触发器72被复位，并且反相器经由栅极驱动器被关断，即，开关节点电压被设置为其最小值。
在关断事件之后的某个时间，反相器被再次接通。这个时间适于导致对称操作，即，以0.5的开关节点的占空比。
电容器电压是用作用于控制反相器开关的控制输入的状态变量的一个示例。备选的状态变量是变压器电压。该方案是相似的，但符号必须改变。例如，如果阈值被超过，则控制器62中的触发器72必须被接通。
在另一方案中，有两个阈值。在状态变量超过第一上限阈值后，反相器关断(接通)，并且如果状态变量经过第二阈值，则反相器接通(关断)。这里，第二阈值根据第一阈值和输入电压而变化。
以这种方式，控制电路适于设置电反馈参数的用于接通栅极驱动信号的第一阈值和电反馈参数的用于关断栅极驱动信号的第二阈值。
这些阈值在图20中被示出并且在下面进一步讨论。一个阈值在信号vc的中间值与峰值之间，并且另一阈值在信号vc的中间值与谷值之间。
这两个阈值相对于信号(在这个示例中为vc)的平均值是对称的。第一(上限)阈值高于平均某个值，并且第二(下限)阈值低于平均相同值。
因此，在一个实现中，仅有一个阈值。在另一实现中，在状态变量超过第一上限阈值后，反相器关断(接通)，并且当状态变量经过第二阈值时，反相器接通(关断)。外控制回路可以相对于给定的设定点来控制输出电压或输出电流。例如，对于pfc预调节器，输出电压将被控制，而对于单级驱动器，输出电流可以被控制。
代替如图6所示的那样使用变压器作为隔离装置，也可以使用隔离电容器。例如，通过在反相器开关节点与变压器之间使用额外的隔离(例如，dc阻断)电容器、并且在另一初级侧绕组端子与谐振电容器的中点之间使用另一额外的隔离(例如，dc阻断)电容器。
备选地，为了节省部件，谐振电容也可以被设计用于与市电电压隔离(y电容器)。这里，上文提到的状态变量(vc)不再能够被直接访问，但是可以通过测量和积分到隔离电容器中的电流而得到。
在任何这些配置中，取决于电路的最终用途，变压器不必是隔离的并且可以被简化。
第二方面涉及von-ton(或voff-toff)驱动方案。如上所述，在开关事件之后，开关状态被保持预定的持续时间。
该方面与基于占空比本身的控制一起提供单个阈值。以这种方式，阈值变化的复杂性和灵敏度得到降低。
可以将占空比控制为可以在转换器操作期间动态改变的限定值。
对于某些类型的基于阈值的开关方案，先前已经使用von-voff控制(如上文作为情况a所述)。在这种情况下，定义两个对称阈值以用于确定半桥的导通和断开转变。然而，占空比对两个阈值的确切定位非常敏感。而且，即使对50％仅1％或2％的小偏差，也可能导致25％或更高的输出电流的强的不对称性。
该方面基于在控制器正在等待达到电压阈值时对常数值进行积分，并且然后对另一常数(具有相反的符号)进行积分以便确定导通或断开时间。
在第一实施例中，控制器如上文作为情况c所描述的那样定义voff-toff控制方案中的半桥的导通转变。这经由图8所示的电路来执行。
该电路包括积分器，积分器包括具有由电路使用的放大器81的放大器ic80、放大器81的负反馈回路中的积分电容器82(c19)、和输入电阻器84(r25)。栅极驱动器信号gs作为输入被接收。缓冲器ic86位于输出处，并且每个ic具有去耦电容器88、90(c20、c22)。
为了确保50％的占空比，放大器81的非反相输入连接到gs的峰值的一半。这经由包括二极管92(d16)和电容器96(c18)、之后是包括两个电阻器100(r26)和102(r27)的分压器98的峰值检测器来执行。为了考虑二极管92两端的电压降，电阻器100(r26)略小于电阻器102。
还存在与二极管92串联的限流电阻器94(r24)作为峰值检测器的一部分，取决于电路中其他部件的峰值电流处理能力，可以消除该限流电阻器94(r24)。
在积分器的输出处，mosfet102将输出耦合到地。晶体管102由栅极驱动器信号gs经由栅极电阻器104(r29)来控制。
当gs为高时，mosfet102的漏极被下拉，并且因此输出symout被保持在高电平(作为反相缓冲器86的结果)。当gs转变为低时，这个消隐被去除，并且在积分器的输出处的输出电容器106(c21)开始经由充电电阻器108(r28)充电。这个电压然后被(两个电阻器112(r30)和114(r31)的)分压器电路110分压，以便实现用于反相器86的合适的输入电压范围。这个分压器可能不是必需的，这取决于积分器的输出上预期的电压范围。
当电容器106被充分充电时，这触发反相缓冲器86，并且然后输出symout变低。
其他部件是偏置元件。
积分器80、82、84的输出在图9中描绘。
gs信号反映半桥的导通或断开状态。当gs信号高时，半桥导通，高侧开关导通，积分器输入高，并且积分器输出线性下降(由于反相特性)。当gs信号低时，半桥断开，并且积分器输出线性增加。
以这种方式，对第一常数值积分直到电反馈参数达到阈值，并且发生积分的第一持续时间限定了gs高信号的持续时间(其可以是高侧开关或低侧开关的导通时间或断开时间)。对与第一常数值符号相反的第二常数值积分以限定用于分别设置后续断开时间或导通时间的第二持续时间。这然后确定gs低信号的持续时间。
输出信号(“symout”)通常为高，并且在这一实施例中，适当时间间隔已经过去的指示由symout节点上的短的低脉冲提供。
在这个示例实现中，该symout脉冲信令gs低信号的结束。信号“symout”是触发器72的用于将触发器设置为高的置位信号，并且阈值交叉将触发器复位为低。
因此，gs高信号的持续时间通过阈值控制来控制，并且后续gs低信号的持续时间在内部被计算以对应(如果期望50％的占空比)。
不对称占空比也可以通过用附接到放大器81的非反相输入的附加的上拉或下拉电阻器来改变分压器98的分压因数来实现。
为了正确操作，重要的是确保放大器81的输出不击中在控制器应当在其内工作的所设计的频率范围的栏杆(rails)。如果频率太低，则下栏杆将被击中，如果频率太高，则上栏杆将被击中。
图10中描绘了针对某组参数值的操作范围。
它示出了根据频率而变化的栅极对称积分器的输出。黑色实线针对三角波形的谷值(绘图120)、峰值(绘图122)和平均(绘图124)。绘图122也对应于关断动作中的延迟效应。虚线示出了绘图120和122的各种渐近线。
在低频，图9所示的三角波形的峰值饱和于：
其中vref是放大器81的非反相输入上的电压，并且vt是触发反相器86的输出上的高到低转变的阈值电压。通常，涉及阈值电压的项主导该表达式。
注意，该表达式包括分压器110的负载效应(由于r30和r31)。如果该分频器不存在，则得到更简单的表达式；然而，由于放大器和反相器的不同电源电压，该分频器可能是必需的。分压器电阻器被选择，以使得稍微小于运算放大器供应的一半的、跨输出电容器106的电压将触发反相器。
然后，选择与电阻器84(r25)和反相电容器82(c19)以及与输出滤波器108(r28)和106(c21)相关联的时间常数以给出用于控制的适当带宽。电阻器84和电容器82主要影响低频截止(在遇到放大器的下栏杆的情况下)，并且电阻器108和电容器106主要影响高频截止(在遇到放大器的高栏杆的情况下)。
通过求解用于对图10所示的绘图120的低频渐近线的等式，可以近似计算低频截止。明确地，这是：
其中toff＝(1-d)/fsw，在这种情况下，d是0.5的期望占空比，并且fsw是开关频率的下界限。通过求解用于高频渐近线的等式或者通过简单地绘制图9所示的三角波形的峰值电压的解析表达式，可以近似计算高频截止。
如果使用渐近线，则建议留出大量余量，因为这个表达式的准确性有限；尽管如此，它通常还是足够的。要求解的渐近等式是：
这方面的其他实施例对于本领域技术人员而言将是明显的。例如，对称控制可以应用于高侧开关或低侧开关(或提供用于全桥开关的控制信号)，除了50％以外的其他占空比可以通过对分压器(98或142)的简单改变而得到。除了上述的峰值检测器或分压器之外，还可以有其他手段来得到施加到运算放大器的非反相输入的参考信号。
用于对称性的参考信号也可以从电路中的其他波形(除了gs信号或开关节点电压以外)得到；例如从输出电流中得到，即，通过比较通过整流二极管布置32和34的平均电流，或者通过以将其正和负峰值与平均值进行比较的方式来评估谐振电容器电压。
第三方面涉及如下问题，即，当在谐振转换器中使用阈值检测时，然而，相关的(一个或多个)状态变量(诸如在上文的示例中使用的电容器电压)可能在达到阈值之后继续上升(或下降)一段时间至高于(或低于)相关阈值。
这方面涉及一种方法，通过该方法可以在检测到的阈值交叉之后将相关的状态变量“消隐”一段时间，以便避免检测电路中的不想要的错误触发。
为了示出这个问题，考虑控制方案c(voff-toff)，其中电压阈值基于谐振电容器电压，即，图1中跨电容器26的电压(被标记为节点c)。
图11中示出了一些示例波形，特别是谐振电容器电压vc、通过图1中的二极管布置32和34的输出电流iout、以及用于高侧晶体管的栅极驱动信号(绘图150)和用于低侧晶体管的栅极驱动信号(绘图152)。
顶部绘图中的线154指示电压阈值，并且底部绘图中的箭头156指示基于时间的阈值。
从顶部绘图中可以看出，谐振电容器电压在电容器阈值电压之后继续增加一段时间，并且该问题在这方面得到了解决。
在断开时间足够短以使得在谐振电容器电压仍然高于阈值时发生半桥的导通转变的情况下出现问题。这将导致断开转变的立即触发，并且是不希望的。
参考图11，使用一种方法，由此感测的谐振电容器电压vc被“消隐”，使得仅当半桥处于适当状态时并且当所检测的电压的斜率具有正确的符号(在这种情况下，斜率应当为正)时才检测到电压。例如，该方法也适用于消隐其他感测的状态变量，诸如跨变压器的电压。
图12中针对voff-toff控制方案中的感测的谐振电容器电压vc(在节点c处)的情况描绘了一个示例。p14v是用于为控制电路供电的本地电源电压。这种本地电源通常在3至25v范围内。
谐振电容器电压在节点“c”处被输入到电路。由于该电压在谐振转换器中可能相当高(几百甚至几千伏)，所以该电压被分压器160(r4和r6)分压，使得期望的阈值电压对应于在“cs”节点处检测到的合理的电压水平。该节点是比较器162的正输入，其负输入由针对阈值的设定点“th”馈送。因此，它是用于与阈值电压进行比较的经处理的电压vc。通过消隐节点cs处的电压，阈值比较就像处于消隐电压的vc一样进行。
当比较器162检测到阈值已经被越过时，其复位控制半桥的触发器(例如，如图7所示)。
如果期望的话，则可以经由电阻器164(r3)向该信号添加小的偏移。
当消隐被激活时，mosfet晶体管166(m1)通过将该节点短接到地来激活“cs”电压的消隐。特别地，当voff-toff控制方案中的半桥已经处于断开状态(“gs”上的信号为低，即，not(gs)为高，这是低侧晶体管栅极电压)时，或者当谐振电容器电压相对于时间的斜率为负时，消隐被激活。
在这种实施例中，“或”功能经由包括二极管d2、d3和下拉电阻器r8的二极管逻辑来实现。
r5和r7仅用于通过二极管的电流限制，并且如果电路可以处理所得到的电流，则可以省略r5和r7。
该电路中的斜率检测经由斜率检测电路168来实现。当斜率为正时，存在通过电容器170(c1)和二极管172(d1)的电流，并且晶体管174处于断开状态。下拉电阻176(r2)拉低二极管d2的阳极，并且然后消隐仅由半桥的状态(经由“gs”)确定。
如果斜率为负值，则通过电容器170的电流将使晶体管174偏置在导通状态，并且将二极管d2的阳极拉高，这将进而接通晶体管166并且将节点“cs”拉低。
电路操作可以在图13中看到。顶部绘图示出了谐振电容器电压，即，vc，并且底部绘图示出了节点“cs”上的信号。
当半桥处于断开状态时，“cs”信号被消隐。同样明显的是，在开关动作发生之后，谐振电容器电压vc继续上升一段时间。另外，直到谐振电容器电压的斜率变得足够正之后消隐才被去除。
以这种方式，当vc接近阈值水平并且来自正确侧时，信号cs仅跟踪实际电压vc。对于上限阈值，电压vc朝向阈值增加。对于下限阈值，电压vc朝向阈值下降。任何一种方法都是可能的，尽管仅给出了上限阈值的示例。由于上限用于关断高侧开关，因此它仅在高侧开关导通时才需要。
由于电路中的延迟，斜率检测电路(经由170和174)可能导致消隐在比真正期望的晚一点发生(如可以在图13中看到的)。为此，还可以添加电阻器178(r1)，以便将“零”斜率检测的阈值移位到新值(vp14v±vdio)/r1，其中vdio是二极管172中的正向二极管压降(假定其等于跨晶体管174的基极发射极结的压降)，并且加号或减号对应于跨电阻器176的电压的低到高和高到低转变。电阻器178引起跨电阻器176的电压使低到高转变提前一点，并且使高到低转变稍晚一点。仅前一转变对该电路来说非常重要。
因此该方法利用用于检测电反馈参数的斜率的检测电路168和用于根据电反馈参数的斜率和栅极驱动信号gs的水平来禁用电反馈参数vc的电路166。
其他实施例可以使用其他类型的逻辑门来类似地得到，以便实现该“或”功能的等价物。
如图14所示，另一备选实施例使用缓冲器以得到斜率检测信号。
相同的部件被给予与图12相同的附图标记。示出了不同的斜率检测电路168'。
在处于电压vc的节点“c”上的正斜率的情况下，电流如图12的电路中那样传导通过电容器170和二极管172。这将反相器180(a1)的输入拉高。这使得反相器180的输出为低，并且然后消隐仅由半桥的状态(经由“gs”)确定。
在负斜率的情况下，电流传导通过电容器170和二极管182(d4)，将反相器180的输入拉低，并且将输出拉高。这导致晶体管166接通，并且节点“cs”被拉低。在这种情况下，电阻器184(r7)用于在无电流或低电流作为默认条件的情况下上拉反相器输入。
通过考虑与von-voff和von-ton控制方案相对应的类似变化、斜率检测电路中的变化、用于驱动晶体管166的栅极的逻辑功能的变化、nmos或pmosmosfet的使用的变化、pnp或npn双极型晶体管的使用的变化等，其他实施例也是可能的。
第四方面涉及在不感测和反馈市电输入电流的情况下呈现谐振pfcllc电路的高功率因数。尽管它也可以用于单级驱动器中，但是使用电路作为预调节前端是特别感兴趣的。
市电输入电流感测与额外的电路工作相关联，并且因此与额外的成本和pcb面积相关联。通常使用分流电阻器进行电流测量，这导致功率损失。
与升压转换器(或其他降压类(buck-derived)转换器)不同，谐振llc转换器不提供类似于恒定导通时间模式的操作，以在不采用市电电流测量的情况下实现可接受的功率因数。
因此，期望针对llc功率因数预调节器的控制方案，其不要求测量输入电流并且仍然实现满足例如en61000-3-2的市电谐波规定的功率因数。
在这方面，代替实际市电输入电流(i_main)，通过将谐振电容器在反相器切换时刻的电压(vc_off和/或vc_on)控制为与(经整流的)市电输入电压(vm)成比例，实现了前端功率级的所需要的行为，即，以呈现(实际)电阻性输入阻抗，即，导致市电输入电流与市电输入电压成比例的操作方案。
当llc电路以很大变化的输入电压(例如，在经整流的市电电压下)操作时，转换器(如果对应地设计的话)示出与反相器切换时刻的谐振电容器电压vc_off或vc_on基本上成比例的输入电流。
因此，代替明确地控制(并且因此测量)市电电流，而是控制(和测量)电压vc_off(或vc_on)。其优点是，电压测量需要较少的电路投入，并且实际上无损耗。
输入电流波形的非理想分量可以进一步得到补偿，以在宽输入电压和负载范围上接近单位功率因数。
图15示出了连接到经整流的市电并且被设计为递送高功率因数的llc功率转换器。与上述示例不同，市电电流(im)不再被测量和反馈。
图15对应于图6，并且使用相同的附图标记。与图6相比，存在不同的高频内控制回路62'和不同的输出控制回路64'。
外控制回路64'再次处理期望的输出电压vo_ref与测量的输出电压vo之间的差值，但是它不接收输入电流的测量。
仅输出电压(或电流)在外控制回路64'中被显式地控制，而在内部控制中，市电电流(im)被隐式地控制，即，通过控制电容器开关电压vc_off(或vc_on)以跟随由外控制回路64'生成的并且与经整流的市电电压(vm)和控制误差(δvo)成比例的参考vc_ref。
图16示出了以已知方式使用llc转换器(即，使用频率作为操纵变量并且反馈市电电流)的第一pfc控制器的结构。
输出电压误差δvo在积分器190中被积分，并且在乘法器192中乘以主要的经整流的市电电压vm，以得到参考市电电流im_ref。
在单位功率因数下，瞬时市电电流为：
im＝vm*vm/rac
在上述关系中，vm是瞬时市电电压，并且rac是取决于负载和市电rms值vac(例如，vac＝240vrms)的等效市电电阻。市电电阻可以被写为
rac＝vac*vac/pac
在上述关系中，pac是由转换器采用的功率的rms值。市电电流因此可以被表达为：
im＝vm*pac/(vac*vac)
经积分的控制误差表示由外控制回路输出的项pac/(vac*vac)。该项与vm的乘积表示市电电流(im)的瞬时参考值。
在使用例如微控制单元的数字实现中，这些参数由寄存器值表示，而电压在模拟pf控制中最为方便。
参考市电电流被提供给频率控制单元194，频率控制单元194使用积分器196对电流误差进行积分，以提供对压控振荡器198的频率控制。
图17示出了与这方面相关的方法，其也使用频率控制，但是将谐振电容器开关(或阈值)电压控制为与市电电压(vm)成比例。这种方法还实现了平均阈值控制，如下面在第五方面中所解释的。
输出电压误差δvo在积分器200中被积分并且在乘法器192202中乘以当前市电电压vm，以得到参考电容器电压vc_ref。因此，反馈系统使用电容器电压作为反馈参数。
将参考电容器电压被提供给频率控制单元204，频率控制单元204使用积分器206对误差信号进行积分，以提供对压控振荡器208的频率控制。误差信号表示电流误差的度量，但不是电流误差的度量。反馈回路包括用于在切换时刻对电容器电压进行采样的采样和保持单元209。每个周期可以有vc的一个或两个采样值。
这种方法避免了对市电电流测量的需求，但仍然使用频率控制。
图18示出了还反馈市电输入电流的控制实现。然而，控制器利用上述的自激振荡切换方法，其中确定控制的参数是电容器电压。
可以看出，这种控制方法利用单个阈值控制值。控制因此可以如参考图7所解释的那样来实现，并且其可以使用参考图8至图10所解释的定时方法。
第一级190、192如图16所示的那样，并且差值电流再次在单元196中被积分。然而，输出是参考电容器电压vc_ref，其然后通过比较器210而与电容器电压vc进行比较。然后，这控制置位和复位触发器(如上文参考图7所描述的)，而不是控制振荡器。
在图19中，示出了一种方法，其组合电容器电压作为参考信号vc_ref的使用而不是具有输入电流测量。这提供了更简单的电路。
图20示出了电容器电压vc以及阈值(或开关)电压vc_on和vc_off，即，在反相器切换时刻的电压vc。
对电容器电压进行采样的时间是节点x的两个切换时刻，如图20所示。
对于高功率因数，pfc电路必须模拟恒定的ac电阻(rac0)，该ac电阻仅取决于市电电压振幅(vm_pk)和负载(po)除以转换器的功率效率(η)：
rac0＝vmpk2/(2po/η)＝常数。
当如上所述的那样来操作llc时，实际的ac电阻可以被表达为：
rac＝1/(fscs(2vc_off/vm-1))，
这是开关频率(fs)、谐振电容器cs、其在切换时刻的电压(vc_off)和瞬时整流市电电压(vm)的函数。控制保持vc_off和vm的比例恒定。对于给定的转换器设计，该比率仅取决于负载。然而，在市电周期的过程中，频率变化，这主要导致不均匀的功率因数并且取决于转换器设计和其在市电电压振幅和负载方面的操作。
图21至图23在左边示出了对于各种输入电压由图17或图19的控制(通过vc的控制)所产生的设计的市电电流波形。图21针对108v(ac)，图22针对230v(ac)，并且图23针对305v(ac)。
左图中的实线是由根据本发明的控制产生的市电电流。虚线是对于单位功率因数的经整流的市电电流(即，完美的整流正弦)。
每种情况下的右图示出了反相器开关的切换被触发的针对谐振电容器电压(vc_ref，y轴)的设定点适于与市电电压(vm，x轴)成比例。
对应的总谐波失真(thd)分别为2.5％、10.5％和19.3％。
第五方面基于上文图15至图20的方法(无市电电流感测)，以呈现谐振pfcllc的较高功率因数。这提供了功率因数的进一步改进，以便克服由上述方法产生(即，使用谐振电容器切换电压代替(或代表)市电电流)的非单位功率因数。该方法基于对取决于瞬时市电电压、峰值市电电压和负载(po)的误差进行补偿。
图24示出了对图19的控制方案的修改，其中在获取参考电容器电压vc_ref之后，在框70中的比较步骤之前，如框270所示的那样应用校正。因此校正被插入到电容器参考路径中。
图25示出了对图19的控制方案的修改，其中在由乘法器192获取参考电容器电压vc_ref之前，对所测量的市电电压vm应用校正，如框280所示。因此，校正被插入到市电电压测量路径中。
图26示出了对图19的控制方案的备选修改，其中在经校正的电容器电压vc_cor与参考vc_ref在比较器70中进行比较之前，取决于所测量的市电电压vm，在框290中对所测量的电容器电压vc进行校正。因此，校正被插入到电容器电压反馈路径中。
图27和图28在左边示出了由使用上述校正方法修改后的图17或图19的控制所产生的设计的市电电流波形。图27针对230v(ac)，并且图28针对305v(ac)。
图27和图28中的右图示出了通过校正功能实现的修改。
它们示出了，反相器开关的切换被触发的、针对谐振电容器电压(vc_ref，y轴)的设定点不再与市电电压(vm，x轴)成比例。校正的效果是在振幅随着市电电压振幅(vc_pk)而增加的情况下稍微增加处于较低和中等市电电压的增益(即，所示曲线的斜率)d(vc_ref)/d(vm)。对于较高的市电电压，增益降低，使得参考设定点在最大市电电压处相同。因此，比例线朝向更高的参考电压vc_ref弯曲。
市电电流的所得到的谐波失真可以下降至小于4％。对于图27和图28，总谐波失真(thd)分别为2.5％和3.5％。
第六方面提供了另外的备选切换控制方法。
上文已经描述了用于llc-pfc的自激振荡切换阈值控制，以克服作为dc/dc转换器的llc的常规频率控制(其中开关频率是操纵值)证明是在llc-pfc电路的情况下不实用(即，作为ac/dc转换器)的问题。上述方法利用(例如，谐振电容器电压的)开关阈值以便控制市电电流而不对其进行测量。
已知的是，自激振荡控制方案可以应用于对称和不对称地操作谐振dc/dc转换器(us8729830b2)。还已知的是，电容器电压可以用作反馈信号以改善对称操作的谐振llc或lcc转换器的频率控制，以用于平衡输出电流(us6711034b2)，并且以用于补偿在高负载操作下的增益变化(us2007/0171679a1)。
该第六方面解决了与利用谐振llc转换器的对ac/dc功率转换的控制相关的稳定性问题，并且提供了上述自激振荡阈值控制方案的备选方案。
该方面涉及上述图6或图15所示的总体架构，其示出了用作ac/dc转换器的llc转换器。输出电压(vo)在外控制回路中被控制，或者备选地，输出电流被控制。输入电流被控制以实现功率因数校正。
图29以示意图形式示出了实现。它被示出为对图16的方法的修改，并且与图16中相同的部件被给予相同的附图标记。在该示例中，输入电流im用作受控变量(如图6所示)，其然后用于得到vc_ref信号(以参考图18所解释的方式)。阈值电压vc_off(图20所示)被显式地控制，但这不是以逐周期方式执行，而是在时间上被平均。因此，存在如单元320所示的平均阈值控制。
平均阈值控制单元320接收参考阈值(vc_ref)和测量值vc，并且生成栅极驱动信号gs。
图30示出了不使用输入电流测量并且因此适合于图16的电路的实现。输出信号gs由本地振荡器198生成。用于pfc的该实现使用(图19的)简化的市电电流控制并且另外使用振荡器。
该系统可以使用标准功率因数控制器ic来实现。
借助于相位检测器322将vco输出信号(即，提供给栅极驱动器60的信号gs)的相位与谐振电容器电压vc进行比较。
图31更详细地示出了相位检测器322的可能设置。
pfc控制的外控制回路的乘法器192输出与经积分的输出电压误差和市电电压vm成比例的参考信号vc_ref。通过比较器330将电容器电压vc与参考vc_ref(其在这个示例中为vc_off)进行比较，比较器330生成用于触发器332的复位信号。如果谐振电容器电压vc超过参考，则触发器332被复位，并且在vco输出gs的下一上升沿被再次置位。
所得到的相位误差信号(dh或dl)由积分器196积分以产生控制vco的误差信号。
在这些示例中，控制电路包括：用于根据输出电压或电流和输入电压来设置阈值水平的外控制回路190、192，以及包括用于生成栅极驱动信号的振荡器198的内控制回路，其中振荡器频率由内控制回路根据阈值水平vc_ref和电反馈参数vc来控制。这提供了平均阈值控制方案。它克服了直接或逐周期阈值方案的稳定性问题，但是在放宽与频率控制相关联的增益比问题方面保持了阈值控制的优点。
图32示出了用于在导致vco的(初始)过低频率的瞬态的情况下的实现示例的相位检测器的信号。
图33示出了用于在导致vco的(初始)过高频率的瞬态的情况下的实现示例的相位检测器的信号。
在图32中，vco的过高频率可能是由于瞬态事件(如负载阶跃或在启动期间)造成的。阈值vc_ref引起触发器332的复位，而其由vco输出信号gs设置。该信号始终具有恒定的占空比(这里为50％)。现在，当触发器332的输出(q_ff)为低并且gs(仍然)为高时，检测到这种情况。该检测信号(dh)用于形成vco输入电压，并且因此导致频率增加，这在图32的第二事件处已经导致减小的相位误差，并且在第三事件处消失。
图33示出了初始过高频率的相反情况，其在使得vco输入电压降低的信号dl方面以对应的方式被感测。
这些波形仅仅是为了说明。例如，也可以使用低侧栅极驱动器的输出信号(例如，在没有信号gs的情况下)，其相对于gs被反相。除了暗含的逻辑门之外的、用于形成相位误差的其他手段也可以导致期望的vco控制电压。另外的可能是使用微控制器单元的完全数字实现。
相位检测器322可以被配置为例如通过对误差积分器的微小偏移而在实际阈值交叉之前、之处或之后导致半桥开关动作，以便应对延迟和实现期望的控制性能。
vco可以进一步被操纵以便不对称地运行，即，以低于或高于50％的占空比运行。
图34和图35示出了形成被设计为处置108v(ac)至305v(av)的转换器的高电压和部分负载操作(在额定负载的20％处305v(ac))的波形。图34示出了导致开关频率为312khz的没有占空比修改的波形。图35对应于相同的操作点，但占空比为10％而不是50％，并且导致125khz的降低的开关频率。
第七方面涉及稳定性问题。
当在谐振转换器中使用上文描述的阈值检测方案时，相关的(一个或多个)状态变量(在市电示例中的vc)可能无法达到期望的阈值，并且因此转换器可能停止振荡。这可能发生在初始启动处或操作期间，例如，与市电骤降(dips)、负载阶跃相结合或在轻负载操作期间。
这方面涉及一种方法，其中如果经过足够长的时间而在反相器半桥中没有任何开关动作，则状态变量的阈值被重置为低值。
为此，在启动期间或者如果状态变量由于某种原因而未达到期望的阈值，则超时条件被触发，其立即将阈值降低到零，使得切换可以再次开始。
图36中示出了这种超时电路的一个实施例的示例。半桥的状态由栅极驱动信号gs指示。如在以上示例中那样，如果半桥为高，则gs为高，否则gs为低。控制例如基于控制器试图调节的输出电压中的误差的积分，如图36中的“out”所示。
在上文的示例中，该信号是输出电压(或电流)。然而，这种超时方面更一般，并且因此用作控制参数的信号在图39中被一般地称为“out”，并且参考(其例如是图6中的vo_ref)在图36中被一般地称为“vref”。
该电路包括积分器390(由输入电阻器392(r37)、积分电容器394(c4)和放大器396组成)。输出的积分的比较信号“comp”或信号“comp”的某个功能定义期望的阈值。
阈值由信号comp和瞬时整流市电电压(vm)的乘积生成。comp是积分器块(例如，如图16所示的单元190)的输出处的信号。
如果自信号gs上的最后的正沿以来经过的时间过长，则振荡重新开始。对于重新开始，阈值的目标值被复位(即，被设置为零)以便确保后续的阈值交叉并且因此重新发起振荡。特别地，该方面提供超时电路，超时电路用于在栅极驱动信号的切换失败的情况下覆写阈值，从而以提供用于重新开始栅极驱动信号的切换的重启信号。
在该示例中，通过短路反馈电容器394来实现重新开始。这经由mosfet398实现，mosfet398通过电阻器400来对电容器进行放电，以便将电流限制在合理的值。实际上，如果其他部件能够处置所产生的电流，则可以省略电阻器400。
信号gs的上升沿经由检测电路402(c23、d17和d18)被检测。每个上升沿用于对电容器404(c25)进行少量充电。另外，存在经由放电电阻器406(r32)的缓慢放电、以及在正常操作中通过基极电阻器(r33)经由晶体管408的基极的缓慢放电。
在正常操作中，充电动作超过放电动作，并且跨电容器404的电压足以将晶体管408维持在导通状态。这又将晶体管398保持在断开状态。如果信号gd的上升沿之间的时间过长，则最终电容器404将放电至晶体管408最终关断的点。这将经由上拉电阻410(r34)将晶体管398的栅极拉高，并且电容器394将被放电。电容器电压的电压阈值然后降低到接近零，因此转换器将再次开始操作。
每当电源p14v升高时，电容器412(c24)提供复位。
可以通过以下来实现其他实施例：检测信号“gd”上的负边缘，检测“gd”上的两个边缘，或者使用放大器396的反相输入与输出信号“comp”之间的更复杂的反馈网络，但是其中积分部分在超时时间仍然被短路。
在轻负载或备用操作的情况下，重新开始可以适于经常发生。在这些情况下，将存在振荡将停止的预期时间，并且然后超时将提供用于进入突发模式操作类型的手段，即，在重新开始之后的第一切换周期期间能量被递送，直到最终阈值被错过，并且然后振荡将仅在超时被触发(由于对缓冲器充分地重新充电)再次开始。在这种模式下，超时的时间常数确定了突发频率。
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