开关调节器的制作方法

本发明涉及，将输入直流电压转换为输出直流电压的迟滞方式的开关调节器。

背景技术：

作为将蓄电池等的输入直流电压，转换为稳定化控制后的输出直流电压的电源装置，使用开关调节器的情况多。近几年，对于开关调节器的控制方式，过渡响应特性良好的所谓迟滞控制的技术为人所知(例如，参照专利文献1)。迟滞控制是，由迟滞比较电路设定的迟滞宽度中保持输出直流电压的自励控制方式，不具有一般的利用了误差放大器的反馈系统。并且，过渡响应时间仅由迟滞比较电路和开关元件的驱动电路的延迟时间限制。

在专利文献1中，将该迟滞宽度设定在比较输出直流电压的基准电压侧，从而减少输出直流电压的迟滞宽度即输出脉动电压。

(现有技术文献)

(专利文献)

专利文献1：日本特开2007-89278号公报

这样的迟滞控制的开关调节器，能够针对负载的急变高速响应使输出直流电压稳定，因此，主要用于便携型终端设备、pc(个人电脑)以及服务器的cpu用电源。目前，还期待向车载用微机电源开展。

车载用微机，由于伴随于汽车的安全功能的发达的高性能化，其消耗电流有逐年增加的倾向。即使在车载用微机从待机状态变迁为完全运转状态时发生的急剧的电流变动时，也需要抑制输出直流电压的变动的高速的过渡响应性能。

另一方面，车载用微机电源，将例如12v的车载蓄电池作为输入源，但是，其蓄电池电压，为了对应基于发动机启动时的大供电的电压下降，而需要6v左右的低电压至16v左右的宽广的输入电压范围。

进而，车载用微机电源，为了避免与射频干涉，而需要能够抑制或控制开关频率的变动。在专利文献1中，抑制基于输入直流电压的开关频率的变动，而需要调整迟滞宽度。进而，包括输出直流电压的变动的频率变化抑制具有的问题是，控制复杂且困难。

技术实现要素：

本发明的目的在于，提供能够进行具有良好的高速响应性的迟滞控制，并且，针对宽广的输入输出电压范围能够抑制开关频率的变动的开关调节器。

本发明的实施方案之一涉及的开关调节器，具备：开关元件，连接于输入直流电压输入的输入端子、与将输出直流电压输出的输出端子之间，按照驱动信号接通以及断开；迟滞生成电路，被输入所述输入直流电压和所述输出直流电压，生成与所述输入直流电压以及所述输出直流电压对应的输出电流；基准电压生成电路，生成具有与所述输出电流成比例的倾斜度的基准电压；以及驱动信号生成电路，对所述基准电压与所述输出直流电压进行比较来生成所述驱动信号。

根据该结构，能够抑制伴随于输入直流电压以及输出直流电压的变动的开关周期以及基准电压的振幅的变动。据此，开关调节器，能够动态地对应宽广的输入输出电压范围变化。例如，针对在电动机驱动等中，蓄电池的负载增加而暂时发生的电压降低，或者，在发动机工作中由于某种原因而蓄电池脱落时过渡地发生的过电压，也能够稳定地工作。

例如，也可以是，所述驱动信号生成电路，具备：比较器，对所述基准电压与所述输出直流电压进行比较；定时器电路，对从所述比较器的输出信号反相后，与所述输出直流电压成比例、且与所述输入直流电压成反比例的时间长度进行计时；以及开关控制电路，生成在从所述比较器的输出信号反相后经过所述时间长度为止的期间，使所述开关元件接通的所述驱动信号。

根据该结构，针对输入直流电压以及输出直流电压的变动，适当地调整开关元件的接通时间，因此，能够抑制开关周期的变动。

例如，也可以是，所述迟滞生成电路具有电流乘法器，所述电流乘法器，在所述开关元件的断开期间，生成与所述输入直流电压vi、和所述输入直流电压vi与所述输出直流电压vo的差(vi-vo)的、比的值(vi/(vi-vo))成比例的所述输出电流。

例如，也可以是，所述迟滞生成电路，还具备：电容器，由所述电流乘法器的输出电流充电；以及开关，按照所述驱动信号，对所述电容器的电压进行放电。

例如，也可以是，所述基准电压生成电路，具备：基准电压源；第一电阻，与所述基准电压源连接；以及电压电流转换器，将所述迟滞生成电路的所述电容器的电压转换为电流，将该电流提供到所述第一电阻。

例如，也可以是，所述迟滞生成电路的所述电流乘法器，进一步，在所述开关元件的接通期间，生成与所述输入直流电压vi和所述输出直流电压vo的比的值(vi/vo)成比例的所述输出电流。

根据该结构，即使在开关元件的接通期间以及断开期间的双方，使基准电压发生变化的情况下，也能够抑制基准电压的振幅的变动。

例如，也可以是，所述开关控制电路，在从所述比较器的输出信号反相后，到以下的(1)或(2)中的晚的一方为止的期间，生成使所述开关元件接通的所述驱动信号，所述(1)为经过所述定时器电路的时间长度的期间，所述(2)为所述比较器的输出信号再次反相的期间，所述迟滞生成电路具有电流乘法器，从所述输出信号反相后经过所述时间长度为止的第一接通期间的所述乘法器的输出电流，比从经过所述时间长度后所述比较器的输出信号再次反相为止的第二接通期间的所述乘法器的输出电流大。

根据该结构，能够抑制开关元件的接通期间长时的基准电压的振幅的增加。

例如，也可以是，所述开关调节器还具备放大器，所述放大器将所述基准电压源的电压与所述输出直流电压的差电压放大并转换为电流，所述放大器的输出电流提供到所述基准电压生成电路的所述第一电阻。

根据该结构，能够抵销在开关的复位前后发生的偏移电压，因此，能够抑制输出电压的变动。

例如，也可以是，所述开关调节器被构成为，具备：电压电流转换器，将所述基准电压源的电压与所述输出直流电压的差电压放大并转换为电流，具有输出极性互不相同的电流的第一电流输出端子以及第二电流输出端子；以及所述第二电阻连接于所述开关调节器的所述输出端子与所述驱动信号生成电路的所述比较器的第二输入端子之间，从所述电压电流转换器的所述第一电流输出端子向所述第一电阻提供电流，从所述电压电流转换器的所述第二电流输出端子向所述第二电阻提供电流。

根据该结构，能够不降低在开关的复位前后发生的偏移电压，而降低基准电压的振幅，因此，能够解除电源电压降低的输入动态范围不足。

所述基准电压生成电路被构成为，具备第二电阻，所述第二电阻连接于所述开关调节器的所述输出端子与所述驱动信号生成电路的所述比较器的第二输入端子之间，所述电压电流转换器具有输出极性互不相同的电流的第一电流输出端子以及第二电流输出端子，从所述电压电流转换器的所述第一电流输出端子向所述第一电阻提供电流，从所述电压电流转换器的所述第二电流输出端子向所述第二电阻提供电流。

根据该结构，通过降低基准电压的电压振幅，即使在比较器的输入动态范围变窄的情况下，也能够实现稳定工作。尤其有用于低电压工作的情况。

例如，也可以是，所述开关调节器的一部分或全部被集成电路化。

例如，也可以是，所述开关调节器用于车载。

而且，这些总括或具体形态，也可以由系统、方法、或集成电路实现，也可以由系统、方法、以及集成电路的任意的组合实现。

根据本发明，能够提供高速对应宽广的输入输出电压的变动的开关调节器。

附图说明

图1是实施方式1涉及的开关调节器的结构图。

图2是示出实施方式1涉及的开关调节器的工作的时序图。

图3是实施方式1涉及的定时器电路的结构图。

图4是示出实施方式1涉及的定时器电路的工作的时序图。

图5是实施方式1涉及的电动机控制系统的结构图。

图6是实施方式2涉及的开关调节器的结构图。

图7是示出实施方式2涉及的开关调节器的工作的时序图。

图8是示出实施方式2涉及的开关调节器的工作的时序图。

图9是用于说明实施方式2涉及的开关调节器的工作的图。

图10是实施方式2涉及的电流乘法器的结构图。

图11是示出实施方式2涉及的电流乘法器的控制信号的时序图。

图12是示出实施方式2涉及的开关调节器的工作的时序图。

图13是示出实施方式2涉及的开关调节器的工作的时序图。

图14是实施方式3涉及的开关调节器的结构图。

图15是示出实施方式3涉及的开关调节器的工作的时序图。

图16是示出实施方式3涉及的开关调节器的工作的时序图。

图17是实施方式3的变形例涉及的开关调节器的结构图。

图18是示出实施方式3的变形例涉及的开关调节器的工作的时序图。

图19是实施方式4涉及的开关调节器的结构图。

图20是示出实施方式4涉及的开关调节器的工作的时序图。

图21是示出实施方式1涉及的开关调节器的集成电路的一个例子的图。

具体实施方式

以下，对于实施方式，参照附图进行具体说明。而且，以下说明的实施方式，都示出本发明的一个具体例子。以下的实施方式示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置位置以及连接形态、步骤、步骤的顺序等是一个例子而不是限定本公开的宗旨。因此，对于以下的实施方式的构成要素中的、示出最上位概念的实施方案中没有记载的构成要素，作为任意的构成要素而被说明。

(实施方式1)

图1是本实施方式涉及的开关调节器100的结构图，将从直流电压源101输入到输入端子的输入直流电压vi降压来转换为输出直流电压vo，从输出端子提供到负载102。而且，对输入端子以及输出端子不赋予号码，而赋予各自的电压vi、vo。

本实施方式涉及的开关调节器100具备，开关元件103、二极管104、电感器105、输出电容器106、以及控制电路107。

开关元件103的一端与输入端子vi连接，另一端与二极管104的阴极以及电感器105的一端连接。电感器105，连接于开关元件103与负载102之间。二极管104的阳极接地，电感器105的另一端与输出端子vo连接。输出电容器106，与负载102并联地连接于输出端子vo。

由按照来自控制电路107的驱动信号dr反复接通/断开的开关元件103，输入直流电压vi，以高频断续，由电感器105以及输出电容器106平滑，从而输出直流电压vo提供到负载102。二极管104，在开关元件103为断开状态时，构成将电感器105的回流电流流向输出的路径，因此，也称为回流二极管。

这样的结构的开关调节器100为降压型，输出直流电压vo比输入直流电压vi低。若将开关元件103的开关周期设为tsw，将开通时间设为ton，将占空比设为d＝ton/tsw，则降压开关调节器的输入直流电压vi与输出直流电压vo的关系由下述的(式1)表示。

vo＝d·vi···(式1)

(式1)示出，由控制电路107调整开关元件103的占空比d，从而能够稳定地控制输出直流电压vo。

以下，说明控制电路107的结构。控制电路107具备，驱动信号生成电路111、迟滞生成电路112、以及基准电压生成电路113。

驱动信号生成电路111具备比较器131、定时器电路132以及开关控制电路133，输入直流电压vi、输出直流电压vo、以及来自基准电压生成电路113的基准电压vr输入到驱动信号生成电路111，生成驱动信号dr。比较器131，对基准电压vr与输出直流电压vo进行比较，输出示出比较结果的输出信号vco。定时器电路132，对从输出信号vco反相后与输入直流电压vi以及输出直流电压vo对应的时间长度进行计时，输出信号vtim。开关控制电路133，生成在从输出信号vco反相后，信号vtim上升为止的期间，使开关元件103接通的驱动信号dr。

迟滞生成电路112具备，电流乘法器141、电容器142、以及开关143。电流乘法器141，生成与输入直流电压vi以及输出直流电压vo对应的输出电流iout。电容器142，与电流乘法器141的输出端子并联连接，由电流乘法器141的输出电流iout充电。将电容器142的充电电压设为电压vcr。开关143，与电容器142并联连接，按照驱动信号dr接通以及断开。在驱动信号dr使开关元件103接通的期间，开关143接通，从而电容器142的电压vcr复位为gnd电平。

基准电压生成电路113，具备基准电压源151、电阻152、以及电压电流转换器153，生成具有与电流乘法器141的输出电流iout成比例的倾斜度的基准电压vr(虚拟脉动电压)。基准电压源151，输出稳定的直流电压vr0。电阻152，连接于基准电压源151与驱动信号生成电路111的比较器131的输入端子之间。电压电流转换器153，输出与来自迟滞生成电路112的电压vcr成比例的电流，经由电阻152提供到基准电压源151。即，基于来自电压电流转换器153的电流的电阻152的电压下降重叠于基准电压源151的电压vr0的电压，作为基准电压vr输入到驱动信号生成电路111的比较器131的输入端子。

以下说明如上构成的开关调节器100的控制工作。图2是示出开关调节器100的工作的时序图，示出驱动信号dr、信号vco、信号vtim、基准电压vr以及输出直流电压vo。

首先，在时刻t0中，若输出直流电压vo成为基准电压vr以下，则比较器131的输出信号vco上升。据此，开关控制电路133，使驱动信号dr上升，使开关元件103成为接通状态。

驱动信号dr上升，由此迟滞生成电路112的开关143接通，电容器142复位为gnd电平。因此，在基准电压生成电路113，来自电压电流转换器153的电流不存在，电阻152的电压下降也成为零，基准电压vr迅速下降到电压vr0。其结果为，驱动信号生成电路111的比较器131的输出信号vco再次反相，成为图2所示的单触发脉冲。

另一方面，随着输出信号vco的上升，定时器电路132，从该时刻t0对接通时间ton进行计时。

如上所述，ton是开关元件103的接通时间(驱动信号dr的高期间)，作为接通时间ton在开关周期tsw所占的比例的占空比d＝ton/tsw与输入直流电压vi以及输出直流电压vo处于(式1)的关系。因此，定时器电路132，以满足下述的(式2)的方式，对接通时间ton进行控制，从而即使输入直流电压vi以及输出直流电压vo变动，也能够使开关周期tsw固定。

ton＝tsw·vo/vi···(式2)

也就是说，定时器电路132，对从输出信号vco反相后，与输出直流电压vo成比例、且与输入直流电压vi成反比例的接通时间ton进行计时。

图3是示出定时器电路132的结构例的图。图3示出的定时器电路132具备，电压电流转换器161、开关162、电容器163、比较器164、以及边缘检测电路165。

电压电流转换器161，输出与输入直流电压vi成比例的电流。电容器163，与电压电流转换器161的输出端子连接，由来自电压电流转换器161的电流充电来生成电压v1。开关162，与电容器163并联连接，按照信号vco控制为接通以及断开。

比较器164，对电压v1与输出直流电压vo进行比较，输出示出比较结果的信号v2。边缘检测电路165，检测信号v2的上升边缘，生成示出检测结果的信号vtim。

图4是示出定时器电路132的工作的时序图，示出驱动信号dr、信号vco、电压v1以及输出直流电压vo、信号v2、信号vtim。首先，信号vco上升，开关162接通，电压v1复位为gnd电平。信号vco是单触发脉冲，因此，开关162在电压v1的复位后迅速断开。

在开关162的断开的同时，电容器163由来自电压电流转换器161的电流充电，其电压v1上升。来自电压电流转换器161的电流与输入直流电压vi成比例，因此，电压v1的上升速度也与输入直流电压vi成比例。若上升的电压v1比输出直流电压vo大，则比较器164的输出信号v2上升，检测出信号v2的上升的边缘检测电路165，使单触发脉冲的信号vtim上升。

从信号vco的上升到信号vtim的上升相当于接通时间ton。即，以与输入直流电压vi成比例上升速度由输出直流电压vo充电为止是接通时间ton，因此，接通时间ton与输入直流电压vi成反比例，与输出直流电压vo成比例(ton∝vo/vi)。

再次，利用图1以及图2，说明后续的工作。

在从时刻t0经过接通时间ton的时刻t1，若信号vtim上升，则开关控制电路133使驱动信号dr下降，使开关元件103成为断开状态。

另一方面，在驱动信号dr的接通期间(t0至t1)为接通状态的开关143，与时刻t1的驱动信号dr的下降一起成为断开状态。据此，电容器142由电流乘法器141的输出电流iout充电，复位为gnd电平的电压vcr开始上升。电压电流转换器153，输出与上升的电压vcr成比例的电流，电阻152发生电压下降，基准电压vr，从电压vr0开始上升。

在时刻t2，输出直流电压vo低于基准电压vr，信号vco上升，进行与时刻t0同样的工作。即，从时刻t1到时刻t2为开关元件103的断开时间toff。如上所述，开关元件103由作为接通时间ton与断开时间toff之和的开关周期tsw，反复进行开关工作。

在此，根据所述(式2)，断开时间toff，由下述的(式3)表示。

toff＝tsw-ton＝tsw·(1-vo/vi)···(式3)

若输入直流电压vi和输出直流电压vo输入的电流乘法器141，输出与vi/(vi-vo)成比例的输出电流iout，则电容器142的电压vcr也以与vi/(vi-vo)成比例的倾斜度增加。将电压vcr由电压电流转换器153转换为电流并向电阻152流动，从而基准电压vr也以与vi/(vi-vo)成比例的倾斜度增加。若将α设为比例常数，则基准电压vr的倾斜度δv/δt，由(式4)表示。

δv/δt＝(α/tsw)·(vi/(vi-vo))···(式4)

并且，基准电压vr的振幅δvr，如下述的(式5)表示成为常数α。

δvr＝δv/δt×toff

＝(α/tsw)·(vi/(vi-vo))×tsw·((vi-vo)/vi)

＝α···(式5)

在专利文献1中，为了抑制开关周期的变动，而需要调整与基准电压重叠的虚拟脉动电压的振幅、即迟滞宽度。然而，通过进行本实施方式的控制，从而能够使开关周期tsw和基准电压vr的振幅δvr的双方，与输入直流电压vi以及输出直流电压vo无关而成为逻辑公式上固定。若能够抑制开关周期tsw的变动，尤其在车载用途上，则也能够抑制对射频的干涉。若能够抑制基准电压vr的振幅δvr的变动，则例如比较器131的输入动态范围具有富余。即，开关调节器100能够对应广泛的输入输出电压。

接着，图5示出伴随于近几年的车载蓄电池的高电压化的、本实施方式的利用开关调节器100的车载电源系统的结构例。

在该结构例的背景下，作为近几年促进的汽车的低耗油量化技术，存在为了减少驱动电流而将蓄电池电压从以往的12v成为48v的系统(所谓48v系统)。通过蓄电池电压的高电压化，能够将电动机的驱动电流减少到1/4，因此能够缩小所需要的布线直径。因此，能够实现电动机的小型化以及导线线束重量的减轻，因此，能够实现低耗油量化。另一方面，与12v蓄电池相比驱动电流减少，但是，电动机作为负载连接，因此，输入电压以36v至52v变动。并且，构成该系统的半导体以及电容器等的各种电子设备，因高耐压化而尺寸变大。因此，为了能够使用12v蓄电池时的电子设备，而需要从48v向12v降压的电源装置。

图5是示出本实施方式涉及的电动机控制系统200的结构例的图。电动机控制系统200具有，将48v左右的高电压v0降压到12v左右的中电压v1的开关调节器201、将电压v1降压到6v左右的电压v2的开关调节器202、以及还将电压v2降压到1.25v左右的低电压v3的开关调节器203。开关调节器201至203的结构，与图1的开关调节器100相同。蓄电池204，将48v左右的电压v0，提供到开关调节器201的输入端子vi、以及电动机205的电源端子vi。将开关调节器201的输出电压v1，提供到开关调节器202的输入端子vi以及电动机的预驱动用电源端子vp。将开关调节器202的输出电压v2，提供到开关调节器203的输入端子vi、以及提供低耐压设备用的电源的调节器206的输入端子vi。将开关调节器203的输出电压v3提供到电动机控制微机207的cpu电源端子vcc。

在因汽车的驾驶所引起的振动等的原因而蓄电池204脱落的情况下，电流从电动机205逆流而蓄电池电压过渡地上升。并且，在发动机启动时过大的驱动电流从蓄电池204向电动机205流动，因此，蓄电池电压过渡地下降。因此，开关调节器201，需要针对所述的输入电压的过度变动，稳定地控制输出电压v1。

调节器206是传感器等的对噪声敏感的设备的电源，因此，利用ldo(lowdropout)调节器。ldo调节器发生与输入直流电压vi和输出直流电压vo的差电压(vi-vo)成比例的电力损失，因此，进行将输入直流电压vi接近输出直流电压vo的对策。因此，成为调节器206的电源的开关调节器202，需要针对负载变化的输出电压变动少。特别是，针对急剧的负载变化的响应速度高的迟滞控制方式的效果大。

微机207，为了高安全功能以及低耗油量化，而需要高度运算的高速处理，由此装载高性能cpu。这样的cpu，为了工作时钟的高速化，而使用寄生电容小的细微规则的过程。例如，是在电源电压为1v附近工作的cpu，允许的电源电压变动范围为2.5％左右那样非常小。并且，cpu的工作模式的消耗电流大，因此，在从待机模式切换为工作模式时电流急剧变动。因此，开关调节器203，需要对急剧的负载变化高速响应，输出电压变动少。

如上所述，通过利用本实施方式涉及的开关调节器100，(1)能够与广范围的输入电压对应，(2)能够满足与负载过度变动对应的高速响应(一个例子为，2.5％左右)的请求特性，并且，能够抑制开关周期的变动，能够抑制因开关频率变动而产生的与射频的干涉(开关噪声干涉)的发生。

(实施方式2)

在实施方式1中，仅在驱动信号dr的断开期间使基准电压vr发生变化。在本实施方式中说明，除了驱动信号dr的断开期间以外，还在接通期间使基准电压vr发生变化的结构。而且，以下，主要说明与所述的实施方式1不同之处，省略重复说明。

图6示出本实施方式涉及的开关调节器100a的结构。在图6示出的开关调节器100a中，控制电路107a的结构与图1的控制电路107不同之处是，控制电路107a具备复位脉冲生成电路124。

并且，迟滞生成电路112a的结构与迟滞生成电路112不同之处是，迟滞生成电路112a具备电压源144和信号生成电路145，以及电流乘法器141a的功能。电压源144，与开关143串联连接，输出电压er。信号生成电路145，生成向电流乘法器141a输入的信号on1以及信号on2等。

以下，说明开关调节器100a的工作。图7是示出开关调节器100a的工作的时序图。

首先，在时刻t0，若输出直流电压vo成为基准电压vr以下，则比较器131的输出信号vco上升。据此，开关控制电路133，使驱动信号dr上升，使开关元件103成为接通状态。

并且，复位脉冲生成电路124，在驱动信号dr的上升时生成复位脉冲vrst。据此，开关143一旦接通，电容器142的电压vcr复位为电压er。然后，开关143断开，由此电压vcr，按照从电流乘法器141a输出的电流减少。具体而言，迟滞生成电路112a，对于接通期间的电压vcr的倾斜度(即，基准电压vr的倾斜度)δvon/δt，将比例常数设为α，如下述的(式6)进行控制。而且，以下示出的倾斜度是，倾斜度的绝对值。

δvon/δt＝(α/tsw)·(vi/vo)···(式6)

也就是说，在接通期间，电流乘法器141a的输出电流iout是，与vi/vo成比例的灌电流，电压vcr(基准电压vr)，以与vi/vo成比例的倾斜度下降。

并且，基准电压vr的振幅δvr，根据所述(式2)、(式6)，如下述的(式7)示出，成为与比例常数α相等、固定。

δvr＝δv/δt×ton

＝(α/tsw)·(vi/vo)×tsw·vo/vi

＝α···(式7)

如上所述，本实施方式的开关调节器，将振幅δvr与输入直流电压vi以及输出直流电压vo无关而成为固定值。据此，控制电路与实施方式1同样，能够对应广泛的输入直流电压vi以及输出直流电压vo的变动。

另一方面，与实施方式1同样，由定时器电路132对接通时间ton进行计时，在时刻t1，信号vtim成为高电平，驱动信号dr下降。

在断开期间，进行与实施方式1同样的工作。也就是说，电流乘法器141a的输出电流iout，与vi/(vi-vo)成比例，电压vcr(基准电压vr)，将γsh为比例常数，如(式8)示出，以与vi/(vi-vo)成比例的倾斜度δv/δt上升。

δv/δt＝(γ/tsw)·vi/(vi-vo)···(式8)

断开期间的基准电压vr的振幅δvr，根据所述(式3)、(式8)，如下述的(式9)示出，成为与比例常数γ相等、固定。

δvr＝δv/δt×toff

＝(γ/tsw)·vi/(vi-vo)×tsw·(vi-vo)/vi

＝γ···(式9)

而且，在时刻t2，若输出直流电压vo成为基准电压vr以下，则信号vco上升，进行与时刻t0同样的工作。即，时刻t1至时刻t2是开关元件103的断开时间toff。如上所述，开关元件103由作为接通时间ton与断开时间toff之和的开关周期tsw，反复进行开关工作。

在时刻t0，基准电压vr与电压vr0相等，但是，在一个周期后的时刻t2，根据(式7)、(式9)成为(式10)所示的电压。

vr＝vr0-α+γ···(式10)

所述(式10)的基准电压vr，在信号vco的上升，由复位脉冲返回到电压vr0。若在复位前，基准电压vr比电压vr0大，则在复位前后，比较器131的基准电压vr的偏移电压不存在，因此，发生颤动，导致不稳定。因此，将常数α、γ设定为α＞γ。

在此，在本实施方式中，与实施方式1不同，在接通期间也基准电压vr发生变化，因此，基准电压vr为输出直流电压vo以上的成为高的信号vco的脉冲宽度发生变化。在图7的时序图中，是信号vco的高期间短的情况，在定时器电路132对接通时间ton进行计时之前，输出直流电压vo比基准电压vr高，因此，信号vco下降。另一方面，图8的时序图中是，信号vco的高期间长的情况，对接通时间ton进行计时后，信号vco下降。

在图8中，将相当于所述ton的时刻t0至t1称为第一接通期间，将其时间设为ton1。并且，将经过接通时间ton1后信号vco下降的时刻t1至t3称为第二接通期间，将其时间设为ton2。

开关控制电路133，在从基准电压vr成为输出直流电压vo以上而输出信号vco下降后，(1)经过接通时间ton1而信号vtim上升的期间、或者(2)输出直流电压vo成为比基准电压vr高而信号vco下降的期间的、晚的一方的期间，生成使开关元件103接通的驱动信号dr。

并且，如图8示出，迟滞生成电路112a，对于第二接通期间的电压vcr的倾斜度(即，基准电压vr的倾斜度)δvon2/δt，设为比例常数β，如下述的(式11)进行控制。

δvon2/δt＝(β/tsw)·(vi/vo)···(式11)

在此，常数β被设定为比常数α小。也就是说，第一接通期间的电流乘法器141a的输出电流iout，比第二接通期间的电流乘法器141a的输出电流iout大，第一接通期间的基准电压vr的倾斜度，比第二接通期间的基准电压vr的倾斜度大。据此，即使接通期间变长，也能够抑制基准电压vr的振幅变大。

利用图说明其效果。在图9中，实线示出第二接通期间的倾斜度比第一接通期间的倾斜度小的情况的基准电压vr，虚线示出第二接通期间的倾斜度与第一接通期间的倾斜度相同的情况的基准电压vr。如图示出，在第二接通期间的倾斜度与第一接通期间的倾斜度相同的情况下，接通期间很长诚然基准电压vr下降，其结果为，基准电压vr的振幅变大。另一方面，如本实施方式，将第二接通期间的倾斜度设为比第一接通期间的倾斜度小，从而能够抑制该振幅的增加。

以下，说明电流乘法器141a的具体电路结构。图10是电流乘法器141a的电路结构图，图11是输入到电流乘法器141a的控制信号的时序图。图11示出的信号on、信号on1、信号on2以及信号off是，由信号生成电路145从信号vco以及信号vtim生成的。

信号on是，在接通期间(包含第一接通期间以及第二接通期间)成为高电平的信号。信号on1是，在第一接通期间成为高电平的信号。信号on2是，在第二接通期间成为高电平的信号。信号off是，信号on的反相信号，也是在断开期间成为高电平的信号。

在图10中，电流乘法器141a包括，电流源电路171、172以及173、倍增器174、输出电流镜电路175。ivi是与输入直流电压vi成比例的电流，ivo是与输出直流电压vo成比例的电流。并且，2ivo是ivo的两倍的电流，ia是固定的直流电流。

从电流源电路171、172以及173输出的电流i1、i2以及i3，在接通期间，由下述的(式12)表示，在断开期间，由下述的(式13)表示。

i1＝ivo+ia，i2＝ivi-ia，i3＝-ivo···(式12)

i1＝ivi+ia-ivo，i2＝ivi-ia，i3＝ivo-ivi···(式13)

并且，若将倍增器174包括的npn晶体管qn(n＝1，2，3，4)的射极电流设为i(qn)，则成立以下的(式14)以及(式15)的关系。

i(q3)+i(q1)＝i1，i(q2)＝i(q1)+i2···(式14)

∴i(q2)＝-i(q3)+i1+i2···(式15)

并且，若将qn的基极射极间电压设为vbe(qn)，成立以下的(式16)的关系。

vbe(q1)+vbe(q2)＝vbe(q3)+vbe(q4)···(式16)

晶体管qn的射极电流，由i(qn)＝is·exp{vbe(qn)/(kt)}表示，因此，成立以下的(式17)以及(式18)的关系。

i(q1)×i(q2)＝is·exp{vbe(q1)/kt}×is·exp(vbe(q2)/kt)···(式17)

i(q3)×i(q4)＝is·exp{vbe(q3)/kt}×is·exp(vbe(q4)/kt)···(式18)

由(式16)至(式18)，得到以下的(式19)。

i(q4)＝i(q1)×i(q2)/i(q3)···(式19)

将(式14)以及(式15)代入(式19)中，从而得到(式20)。

i(q4)＝(-i(q3)+i1)·(-i(q3)+i1+i2)/i(q3)

···(式20)

利用npn的hfe＞＞1，i(q4)、i(q3)，如以下的(式21)被近似。

i(q4)＝i4，i(q3)＝-i3···(式21)

将(式21)代入(式20)中来得到(式22)。

i4＝-(i3+i1)·(i3+i1+i2)/i3···(式22)

因此，接通期间的电流i4由(式23)表示。

i4＝-(-ivo+ivo+ia)·(-ivo+ivo+ia+ivi-ia)/(-ivo)＝ia·(ivi/ivo)···(式23)

也就是说，针对电流乘法器141a的输出电流iout，成立下述的(式24)。

iout∝vi/vo∝(1/ton)···(式24)

也就是说，接通期间的电流乘法器141a的输出电流iout，与vi/vo成比例。

并且，断开期间的电流i4，由下述的(式25)表示。

i4＝-(ia)·(ivi)/(ivo-ivi)＝ia/(1-ivo/ivi)···(式25)

也就是说，针对电流乘法器141a的输出电流iout，成立下述的(式26)。

iout∝1/(1-vo/vi)∝(1/toff)···(式26)

也就是说，断开期间的电流乘法器141a的输出电流iout，与(1-vo/vi)成比例。

并且，输出电流镜电路175的磁镜比被设定为(α＞β)。据此，第二接通期间的输出电流iout，比第一接通期间的输出电流iout小。

并且，在图10示出的结构中，将信号on1以及信号on2不断地设为截止(低电平)，从而能够实现实施方式1的电流乘法器141的功能。

(实施方式3)

图12是实施方式2的图7的时序图中追加了偏移电压vof的图。在定时器电路132计时的接通时间ton经过之前，输出直流电压vo成为比基准电压vr高而电压vco下降的情况下，基准电压vr一定比复位电压vr0低，因此，产生偏移电压vof＝(vr0-vr)。关于该偏移电压vof影响到输入直流电压vi与输出直流电压vo的比vo/vi，对于例如vo/vi大的情况进行说明。

图13是实施方式2的图8的时序图中追加了偏移电压vof的图，示出信号vco经过接通时间ton后下降的情况。经过接通时间ton后的第二接通期间ton2中电压vr的振幅也增大，因此，与vo/vi小的情况相比偏移电压vof大，导致输出直流电压vo下降。

于是，说明设置校正电路来抑制基于输入输出直流电压比vo/vi的变动的结构。

图14是示出实施方式3涉及的开关调节器100b的结构的图。图14示出的开关调节器100b，控制电路107b的结构与图6示出的控制电路107a不同，具备校正输出直流电压vo的校正电路114。

校正电路114，由作为差电压输入电流放大输出器的放大器181构成。

放大器181，对基准电压源151的电压vr0与输出直流电压vo进行比较，放大并生成与该电压差(vr0-vo)对应的输出电流。放大器181的输出与电阻152以及比较器131的正的输入端子连接，其输出电流在电阻152中流动。

图15是本实施方式涉及的开关调节器100b的时序图。与图13同样示出，在经过定时器电路132计时的接通时间ton之前，输出直流电压vo成为比基准电压vr高而电压vco下降的情况。产生偏移电压vof＝vr0-vr，但是，校正电路114，使用于使与偏移电压vof对应的输出电流在电阻152中流动的电压vr上升，最后在基准电压vr与电压vr0相等之处电压平衡，偏移电压vof相抵。

图16是与图13同样示出，信号vco经过接通时间ton后下降的情况的图。在此情况下，校正电路114，也对输出直流电压vo与作为基准电压源151的输出电压的电压vr0进行比较，使输出电流在电阻152中流动。据此，以两个电压大致相等的方式校正基准电压vr的工作点，因此，偏移电压vof相抵。其结果为，基于输入输出电压比vo/vi的偏移电压的变动不存在。

图17是本实施方式的变形例涉及的开关调节器100c的结构图。图17示出的开关调节器100c，与图14示出的开关调节器100b相比，控制电路107c包括的校正电路114c的结构，与控制电路107b包括的校正电路114的结构不同。

校正电路114c具备，放大器181以及电阻182。电阻182，连接于开关调节器100c的输出端子vo与驱动信号生成电路的比较器131的负的输入端子之间。放大器181的正的输入端子被施加输出直流电压vo，负的输入端子与基准电压源151连接，输出端子，连接于电阻182与比较器131的负的输入端子的连接点。

图18是图17示出的开关调节器100c的时序图。在没有输出电压校正的情况下，在时刻t2，基准电压vr和输出直流电压vo成为相同的电压，比较器131的输出信号反相。此时，基准电压(在图中，电阻152的电压)vr复位为基准电压源151的电压vr0。电压vr一定被设定为比电压vr0小，因此，输出直流电压vo中产生从电压vr0的偏移电压vof。

然而，在本变形例涉及的开关调节器100c中，由偏移电压vof而校正电路114c的放大器181的正的输入端子的电压下降，校正电路114c的放大器181，输出负方向的电流。由该负电流而比较器131的负的输入端子的电压va下降，按照电阻182的电压下降从输出直流电压vo下降。因此，输出直流电压vo被控制为上升的方向。

校正电路114c，在输出直流电压vo与电压vr0相等之处平衡，因此，偏移电压vof相抵。

如此，在本实施方式中，由校正电路114或114c校正电压vr的工作点，从而能够减少因输入电压的变动而发生的输出电压的变动。

(实施方式4)

在本实施方式中，说明作为电压电流转换器153利用差动输出型的转换器的结构。图19是本实施方式4涉及的开关调节器100d的结构图。图19示出的开关调节器100d，控制电路107d包括的基准电压生成电路113d的结构，与图6示出的控制电路107a包括的基准电压生成电路113不同，具备差动电流输出型的电压电流转换器153d和电阻182。

图19示出的电阻182，连接于输出直流电压vo输出的输出端子与比较器131的负的输入端子之间。并且，电压电流转换器153d的输入端子被施加电流乘法器141a的输出电压vcr。电压电流转换器153d，向正输出端子输出与γ·vcr成比例的电流，将与-γ·vcr成比例的电流输出到负输出。γ是满足0＜γ＜1的比例常数，在此，设为γ＝1/2进行说明。电压电流转换器153d的正的输出电流ivr+提供到比较器131的正的输入端子与电阻152的连接点，负的输出电流ivr-提供到比较器131的负输入端子与电阻182的连接点。

图20是本实施方式涉及的开关调节器100d的时序图。在时刻t0，比较器131的正的输入电压vr复位为电压vr0，负的输入电压va复位为输出直流电压vo。在ton时间后的时刻t1，比较器131的正的输入电压vr以及负的输入电压va，分别是vr＝vr0+(1/2)·vcr·ton，va＝vo-(1/2)·vcr·ton，因此，正的输入电压vr与负的输入电压va的差电压δvr2，由以下的(式27)表示。

δvr2＝va-vr＝-(vr0-vo)+vcr·ton···(式27)

另一方面，实施方式2的时刻t1的比较器131的正的输入电压vr的振幅δvr1为，δvr1＝vcr·ton，因此，(式27)所示的实施方式4的输入电压振幅δvr2小。

在实施方式2中，将电压电流转换器153的输出电流设为例如1/2，从而能够将比较器131的输入差电压振幅下降到1/2，但是，在此情况下，比较器131的检测时的基准电压vr与复位后的基准电压vr的差电压δvh1也成为1/2。

若差电压δvh1小，则超过差电压δvh1的干扰噪声出现的可能性高，因此，比较器131发生颤动，开关工作不稳定。

另一方面，在实施方式4中，正的输入电压vr的检测时与复位后的差电压成为1/2，负的输入电压va的检测时与复位后的差电压成为1/2，但是，比较器131检测正负的输入电压差，因此，检测时与复位后的电压差δvh2与实施方式2相同。

在本实施方式中，通过降低基准电压vr的电压振幅，即使在比较器131的输入动态范围变窄的情况下，也能够实现稳定工作。因此，本实施方式的结构，尤其有用于进行低电压工作的情况。

而且，所述实施方式涉及的开关调节器100、100a、100b、100c或100d的全部或一部分作为典型的集成电路的lsi实现。它们，可以分别以单片化，也可以以包含一部分或全部的方式单片化。

例如，如图21示出的半导体集成电路180，也可以将开关元件103、二极管104、以及控制电路107单片化。单片化的优点是，基于零件数量的削减的系统的小型化。反而，开关元件103和二极管104成为发热源，因此，也存在热集中的缺点。因此，按照用途将结构最佳化是重要的。而且，在图12中，示出实施方式1涉及的开关调节器100的例子，但是，实施方式2涉及的开关调节器100a、实施方式3涉及的开关调节器100b、100c、或者实施方式4涉及的开关调节器100d也同样。

并且，集成电路，不仅限于lsi，也可以作为专用电路或通用处理器来实现。也可以利用在制造lsi后能够编程的fpga(fieldprogrammablegatearray)、或能够重构lsi内部的电路单元的连接以及设定的可重构处理器。

以上，说明了本实施方式涉及的开关调节器，但是，本发明，不仅限于该实施方式。

例如，所述电路图示出的电路结构是，一个例子，本发明，不仅限于所述电路结构。也就是说，与所述电路结构同样，能够实现本发明的特征功能的电路，也包含在本发明中。例如，在能够实现与所述电路结构同样的功能的范围内，针对某元件，串联或并联地连接开关元件(晶体管)、电阻元件、或电容元件等的元件的结构也包含在本发明中。换而言之，所述实施方式的“连接”，不仅限于两个端子(节点)直接连接的情况，也包含在能够实现同样的功能的范围内，该两个端子(节点)，经由元件连接的情况。

并且，高/低所示的逻辑电平或接通/断开所示的开关状态是，具体说明本发明的例子，通过示出的逻辑电平或开关状态的不同组合，也能够获得同等的结果。进而，如上示出的逻辑电路的结构是用于具体说明本发明的例子，通过不同的结构的逻辑电路，也能够获得同等的输入输出关系。并且，晶体管等的n型以及p型等是，用于具体说明本发明的例子，不仅限于此。

并且，框图等的功能框(电路框)的分割是一个例子，也可以将多个功能框作为一个功能框实现，也可以将一个功能框分割为多个，也可以将一部分的功能转移到其他的功能框。

并且，所述说明的晶体管的类别(mos晶体管或双极晶体管)是一个例子，也可以利用其他的类别的晶体管。

以上，对于一个或多个方式涉及的开关调节器，根据实施方式进行了说明，但是，本发明，不仅限于该实施方式。只要不脱离本发明的宗旨，对本实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的形态，以及组合不同实施方式的构成要素来构筑的形态，也可以包含在一个或多个形态的范围内。

本发明，能够适用于开关调节器，尤其有用于车载用微机电源的开关调节器。

符号说明

100、100a、100b、100c、100d、201、202、203开关调节器

101直流电压源

102负载

103开关元件

104二极管

105电感器

106输出电容器

107、107a、107b、107c、107d控制电路

111驱动信号生成电路

112、112a迟滞生成电路

113、113d基准电压生成电路

114、114c校正电路

124复位脉冲生成电路

131、164比较器

132定时器电路

133开关控制电路

141、141a电流乘法器

142、163电容器

143、162开关

144电压源

145信号生成电路

151基准电压源

152、182电阻

153、153d、161电压电流转换器

165边缘检测电路

171、172、173电流源电路

174倍增器

175输出电流镜电路

180半导体集成电路

181放大器

204蓄电池

205电动机

206调节器

207微机