半导体装置的制作方法

本申请基于2016年8月26日申请的日本专利申请第2016－165879号，这里引用其记载内容。

本发明涉及对功率开关元件进行驱动的半导体装置。

背景技术：

在功率开关元件的开启(turnon)动作中，有用于判断功率开关元件的短路的阶段。以往，在这样的短路判断阶段中，如专利文献1记载的那样，通过将施加于功率开关元件的栅极电压钳位为规定的值来限制输出电流。由此，与不将栅极电压钳位的情况相比，能够降低短路时的消耗能量。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开2012－249481号公报

技术实现要素：

此外，在专利文献1的发明中，即使在短路时的饱和电流最小的条件下，也需要决定栅极电压以使得输出电流超过用来检测短路的阈值电流。例如在采用mosfet或igbt作为功率开关元件的情况下，饱和电流依赖于漏极－源极间电压vds或集电极－发射极间电压vce，所以在这些电压成为比较高的电压的条件下存在短路能量的抑制效果不充分的情况。若短路能量变大，则会产生芯片的小型化受限等问题。

因此，本发明的目的在于，提供对于饱和电流依赖于输出端子间电压的功率开关元件也能够抑制短路能量的半导体装置。

本发明的一实施方式的半导体装置，对功率开关元件的通断进行控制，上述功率开关元件具有栅极端子，通过向栅极端子施加栅极电压而在输出端子间流过输出电流，其特征在于，具备：输出电流检测部，检测与输出电流相关的电流值；电压检测部，检测功率开关元件的输出端子间电压、或者与输出端子间电压相关的电压；钳位电路，将栅极电压钳位为规定的值；以及控制部，基于由电压检测部检测到的检测电压，控制钳位电路而调整栅极电压；控制部对应于检测电压来控制钳位电路，以使得：在功率开关元件短路时流过的输出电流超过用于检测功率开关元件的短路的阈值电流，并且成为被设定为最低电压的栅极电压。

由此，与将钳位电压固定地设定的现有方式相比，能够灵活地改变输出电流的值。具体而言，能够根据与输出端子间电压相关的电压例如vds、vce、或者后述的电压vh，决定功率开关元件的栅极电压，以使得达到短路检测所需要的最低限度的输出电流。由此，能够抑制由短路时的输出电流引起的短路能量。

附图说明

关于本发明的上述目的及其他目的、特征、优点，参照附图而通过下面的详细记载会变得更加明确。

图1是表示第1实施方式的电力转换装置的概略结构的电路图。

图2是表示半导体装置以及功率开关元件的结构的电路图。

图3是表示输出电流检测部以及电压检测部的详细结构的电路图。

图4是表示输出电流检测部以及电压检测部的详细结构的电路图。

图5是表示输出电流检测部以及电压检测部的详细结构的电路图。

图6是表示栅极电压以及输出电流的时间变化的图。

图7是表示将输出电压等分的情况下所选择的钳位电压的一例的图。

图8是表示将输出电压不等分的情况下所选择的钳位电压的一例的图。

图9是表示第3实施方式的电力转换装置的概略结构的电路图。

图10是表示第4实施方式的栅极电压以及输出电流的时间变化的图。

具体实施方式

以下，基于附图说明本发明的实施方式。另外，在以下的各图中，对于相同或等同的部分附加同一符号。

(第1实施方式)

首先，参照图1～图5，说明本实施方式的半导体装置的概略结构。另外，附图中，sc表示半导体装置100，oc表示输出电流检测部130，vd表示电压检测部140，cn表示控制部150，m表示马达200。

该半导体装置100如图1所示，例如在对搭载于车辆的马达200进行驱动的电力转换装置中，用于向逆变器电路300供给电力的电压转换器(converter)电路400。

电力转换装置将电池500的输出电压升压，并且将其直流电力转换为适于行驶的频率的交流电力并输出给马达200。即，电力转换装置具备电压转换器电路400和逆变器电路300。并且，在电压转换器400的输入侧和输出侧，分别连接着电流平滑用的电容器600、610。

电压转换器电路400包括将功率开关元件410串联连接了2个的开关串联电路和电抗器420。本实施方式的功率开关元件410是典型的nmos晶体管，但也可以由igbt等其他种类的晶体管构成。图1所示的电压转换器电路400能够从电池500侧朝向逆变器电路300侧将电压升压，能够向反方向将电压降压。该电压转换器400的电路结构是一般公知的所以省略详细的说明，本实施方式的电压转换器400具备对功率开关元件410的栅极电压进行控制的半导体装置100。半导体装置100的结构在后面描述。

逆变器电路300具有将与电压转换器电路400的开关串联电路相同结构的开关串联电路并联连接了3个的结构。从各个开关串联电路的中间点输出交流。图1的逆变器电路300的结构也是熟知的所以省略详细说明。

以下，详细说明半导体装置100以及作为半导体装置100的控制对象的功率开关元件410。

功率开关元件410如图2所示，是nmos晶体管，具有晶体管部411以及与晶体管部411反并联连接的续流二极管部412。即，在作为晶体管部411的输出端子之一的漏极端子(d)上连接有续流二极管部412的阴极端子，在作为另一个输出端子的源极端子(s)上连接有续流二极管部412的阳极端子。此外，在源极端子上连接着用于检测与在漏极－源极间流动的输出电流相关的电流的读出电阻413。

半导体装置100具备驱动电路110、钳位电路120、输出电流检测部130、电压检测部140和控制部150。

驱动电路110构成为，pmos晶体管111和nmos晶体管112在电源电位vdd与基准电位vss之间串联连接。pmos晶体管111和nmos晶体管112的中间点连接于功率开关元件410的栅极端子(g)。并且，通过pmos晶体管111或nmos晶体管112的某一方的导通，进行向栅极端子的电荷供给或抽取而调整功率开关元件410的栅极电压。

钳位电路120具有运算放大器121、nmos晶体管122和可变电源123。运算放大器121的非反相输入端子与功率开关元件410的晶体管部411的栅极端子连接。另一方面，运算放大器121的反相输入端子与输出的电压可变的可变电源123连接，被输入参照电压vref。运算放大器121的输出端子与nmos晶体管122的栅极端子连接。nmos晶体管122的漏极端子与非反相输入端子以及功率开关元件410的栅极端子连接，源极端子与基准电位vss连接。

这样，运算放大器121构成经由nmos晶体管122将输出向非反相输入端子反馈的负反馈电路，nmos晶体管122以使非反相输入端子的电位与输入到反相输入端子的参照电压vref相等的方式进行动作。运算放大器121的非反相输入端子由于与功率开关元件410的栅极端子连接，所以向功率开关元件410输入的栅极电压被钳位于参照电压vref。

输出电流检测部130是对在功率开关元件410的漏极－源极间流动的输出电流、或者与输出电流相关的读出电流的电流值进行检测的部分。本实施方式的输出电流检测部130检测从功率开关元件410的源极端子经由读出电阻413流动的读出电流。检测到的电流值通过与规定的阈值电流相比较，从而用于对功率开关元件410的短路进行判断。

电压检测部140是对功率开关元件410的输出电压、或者与输出电压相关的电压进行检测的部分。本实施方式的功率开关元件410是nmos晶体管，所以电压检测部140检测漏极－源极间电压vds。如图2所示，电压检测部140通过检测在漏极电位与基准电位vss之间串联连接的电阻器141、142的中间点的电位而检测输出电压vds。

控制部150对驱动电路110的晶体管111、112的通断进行控制。此外，基于电压检测部140检测的输出电压vds来控制钳位电路120中的参照电压。

另外，作为输出电流检测部130以及电压检测部140的具体结构，能够采用一般的电流检测以及电压检测的形态，对几个方式进行说明。

形态之一如图3所示，输出电流检测部130具有a/d转换器131，电压检测部140具有a/d转换器141。

关于这样的形态，向输出电流检测部130输入的读出电流的电流值、正确地讲是读出电阻413的两端电压值被a/d转换器131进行a/d转换而输入到控制部150。

另一方面，向电压检测部140输入的输出电压vds或与vds相关的电压的电压值被a/d转换器141进行a/d转换而输入到控制部150。

控制部150至少具有逻辑电路和寄存器。被a/d转换后的读出电流以及输出电压vds被输入到逻辑电路。逻辑电路判断读出电流是否超过阈值电流，在超过的情况下进入判断短路的阶段。在判断短路的阶段中，逻辑电路通过参照寄存器而选择与被输入的输出电压vds对应的参照电压vref的值。并且，寄存器对可变电源123进行控制，以使参照电压vref的值成为所选择的值。另外，在寄存器中事先存储有与输出电压vds对应的参照电压vref的值。

其他形态如图4所示，相对于上述结构，输出电流检测部130的结构不同。图4所示的形态中的输出电流检测部130具有比较器132和生成与阈值电流相当的电压值的阈值电源133。利用比较器132，将向输出电流检测部130输入的读出电流的电流值正确地讲是读出电阻413的两端电压值、以及阈值电源133生成的与阈值电流对应的电压值进行比较。即，将读出电流的电流值与阈值电流模拟性地比较，将反映了其结果的输出从比较器132向控制部150输出。如果读出电流超过阈值电流，则控制部150进入判断短路的阶段。

在这样的形态下，控制部150也至少具有逻辑电路和寄存器。控制部150的逻辑电路通过参照寄存器而选择与所输入的输出电压vds对应的参照电压vref的值。并且，寄存器对可变电源123进行控制，以使参照电压vref的值成为所选择的值。

另外，在上述2个形态下，将输出电压vds用a/d转换器141进行a/d转换而向控制部150输入，所以对应于a/d转换的转换时间而在参照电压vref的变更中有可能产生时滞。由此，在上述2个形态下，始终监视输出电压vds的值，采用功率开关元件410开启前的值而用于选择参照电压vref。即，在上述2个形态下，是控制部150对输出电压vds进行前馈(feedforward)控制的形态。

此外，其他形态如图5所示，对于上述结构，进一步地，电压检测部140的结构不同。图5所示的形态下的电压检测部140具有比较器142和生成用于对参照电压vref进行切换的阈值电压的阈值电源143。利用比较器142将向电压检测部140输入的输出电压vds与阈值电源143生成的阈值电压相比较。即，将输出电压vds与阈值电压进行模拟性比较，将放映了其结果的输出从比较器142向控制部150输出。

这样的形态的情况下，控制部150不需要具有逻辑电路及寄存器。如果是读出电流超过阈值电流的状态，则控制部150对应于输出电压vds与阈值电源143生成的阈值电压之间的大小关系，决定钳位电路120的参照电压vref。即，该形态下的控制部150实时地将输出电压vds向参照电压vref反馈。

以下，参照图6及图7，详细说明控制部150的动作及作用效果。

图6是表示将功率开关元件410开启时的栅极电压以及输出电流的时间变化的图。在时刻t1，若受到开启的指示则控制部150使驱动电路110中的pmos晶体管111导通，开始向功率开关元件410的晶体管部411的栅极端子施加栅极电压。

栅极电压上升而开始在晶体管部411的漏极－源极间流动输出电流。并且，在时刻t2输出电流超过用于判断短路的阈值电流ith。另外，控制部150基于在规定的滤波时间的期间维持着输出电流超过阈值电流ith的状态这一情况，判断为功率开关元件410处于短路状态。以往，在该滤波时间的期间，栅极电压被钳位为预先决定的固定值。因此，输出电流的值成为与所决定的栅极电压对应的固定值，当与阈值电流ith相比被设定得过于大，则滤波时间中的短路能量有可能超过必要地增大。

相对于此，本实施方式中的控制部150基于由电压检测部140检测的检测电压(漏极－源极间的输出电压vds或者与其相关的电压)，控制应钳位的栅极电压的电压值。即，如图6所示，控制部150调整栅极电压，以使得输出电流超过阈值电流ith并且其超过幅度成为对于短路的检测而言最低限度必要的值。另外，如上所述，控制部150调整钳位电路120中的可变电源123生成的参照电压vref来决定钳位电压。钳位电压的决定方法之后详述。

控制部150控制钳位电路120，以使在时刻t2之后栅极电压成为钳位电压。结果，在时刻t3栅极电压成为钳位电压(等于参照电压vref)。

当与钳位电压对应的输出电流在滤波时间(t4－t2)的期间被维持，则控制部150判断为功率开关元件410处于短路状态。并且，控制部150在时刻t4停止向功率开关元件410施加栅极电压而使功率开关元件410截止。

这里，参照图7，对由钳位电路120调整的钳位电压(＝vref)的决定方法进行说明。

图7是表示功率开关元件410的i－v特性的图，关于栅极电压vg，图示了以1v为间距而从10v到14v的5个水平。如图7所示，如果是相同的栅极电压vg，则输出电压vds越大则功率开关元件410的输出电流越大。此外，栅极电压vg越大则输出电流越大。

控制部150对于将输出电压vds等分的电压v1～v6，如以下那样决定应钳位的栅极电压。即，控制部150，在作为输出电压而检测到v1≦vds＜v2时设定为vref(＝vg)＝14v，在作为输出电压而检测到v2≦vds＜v3时设定为vref＝13v，在作为输出电压而检测到v3≦vds＜v4时设定为vref＝12v，在作为输出电压而检测到v4≦vds＜v5时设定为vref＝11v，在作为输出电压而检测到v5≦vds＜v6时设定为vref＝10v。即，在某个输出电压vds的范围中，选择使输出电流超过阈值电流ith并且尽可能小的栅极电压。由此，在各个输出电压vds的范围中，能够使流过漏极－源极间的输出电流如图7中实线所示那样成为对短路的判断而言最低限度必要的电流值。

以往，为了保证例如输出电压成为v1≦vds＜v2的情况，需要将栅极电压的钳位电压一律设为14v。这在输出电压成为v5≦vds＜v6的情况下对于短路检测这一用途而言是过剩的栅极电压，成为短路能量变大的要因。

本实施方式的控制部150，对于等分的输出电压vds即v1～v6，采用与各电压范围对应的钳位电压作为栅极电压。具体而言，输出电压vds越高，将栅极电压设定得越低。因此，与一律地设定栅极电压的形态相比能够抑制短路能量。

另外，本实施方式中，示出了使输出电压vds的分割较离散、从而所选择的栅极电压vg也设定得较离散的例子。具体而言，示出了所选择的栅极电压vg以1v为间距的例子，这是一例，栅极电压vg的值不必须是离散的。关于所选择的栅极电压vg，只要使输出电流超过用于判断短路的阈值电流ith即可。输出电压vds的分割、对应的栅极电压vg的间距优选被更细分化，更优选的是，栅极电压vg相对于输出电压vds连续地变化。此外，关于功率开关元件410的i－v特性，可以将每个元件的特性数据事先存储到未图示的存储器等中。

此外，这样的动作的短路能量的抑制效果对于短路时的饱和电流较强地依赖于输出电压的功率开关元件特别有效。例如，在以sic或gan、金刚石为主成分的宽禁带宽度半导体中，与以si为主成分的一般的半导体相比，绝缘击穿电场高，所以能够使成为电阻成分的漂移层薄膜化。因此，相对地沟道电阻在整体中所占的比例变大。由此，为了使元件整体低电阻化而需要缩短沟道长度。若沟道长度变短，则短路时的饱和电流更强地依赖于输出电压。即，上述那样的控制部150的动作在功率开关元件以宽禁带宽度半导体为主成分的情况下特别有效。

(变形例1)

第1实施方式中，如图7所示，示出了基于将输出电压vds等分的v1～v6来决定应钳位的栅极电压vg的例子。这里，输出电压vds也可以不被等分，也可以如图8所示，输出电压vds越高，越细分化地决定电压v7～v12。即，对输出电压vds进行分配，以使得与v8－v7相比，v9－v8变小，同样地，v12－v11更加变小。

并且，如下那样决定应钳位的栅极电压。即，控制部150当作为输出电压而检测到v7≦vds＜v8时设定为vref(＝vg)＝14v，当作为输出电压而检测到v8≦vds＜v9时设定为vref＝13v，当作为输出电压而检测到v9≦vds＜v10时设定为vref＝11v，当作为输出电压而检测到v10≦vds＜v11时设定为vref＝10v，当作为输出电压而检测到v11≦vds＜v12时设定为vref＝9.5v。

由此，在各个输出电压vds的范围中，能够使流过漏极－源极间的输出电流成为图8中实线所示的电流值。

该例中，与如第1实施方式那样将输出电压vds等分的形态相比，在输出电压vds比较高的区域中，能够以使输出电流更小的方式将栅极电压较细地设定。在输出电压vds比较高的区域中，短路能量变高。因此，能够以使输出电流尽可能小的方式细致地决定栅极电压的本变形例与第1实施方式相比能够更加抑制短路能量。

(第2实施方式)

在第1实施方式及其变形例中，说明了将钳位电压仅基于输出电压vds来决定的例子。相对于此，向本实施方式的半导体装置100中的控制部150，输入了与功率开关元件410的温度相关的信息、和与马达200的负载相关的信息。

控制部150除了电压检测部140检测的输出电压vds以外，还基于功率开关元件410的温度以及马达200的负载状况，决定参照电压vref(＝钳位电压)。

例如，功率开关元件410的元件温度越低，控制部150将参照电压vref设定得越小。这是因为，即使是同一输出电压vds，当元件温度越低，输出电流也越大。

此外，马达200的转矩越大、或者因输出大等而马达200的负载越大，控制部150将参照电压vref设定得越小。马达200的负载较大意味着电压转换器电路400中的功率开关元件410的开关串联电路的两端电压(vh)较大，意味着功率开关元件410的输出电压vds较大。由此，在负载较大的情况下，控制部150将参照电压vref设定得更小。

(第3实施方式)

在上述的各实施方式及变形例中，说明了如下例子：当对功率开关元件410施加栅极电压时，作为为了选择其钳位电压(＝参照电压vref)而参照的特性值，采用功率开关元件410的漏极－源极间电压vds。

但是，为了选择钳位电压而参照的电压不限于vds，例如，也可以采用电压转换器电路400中的功率开关元件410的开关串联电路的两端电压(vh)。

如图9所示，电压vh由取得电压转换器电路400的两端电压的检测电路700检测。所检测的电压等于电容器610的两端电压。取代输出电压vds而将电压vh向半导体装置100的控制部150输入，基于电压vh来控制参照电压vref的大小。对于检测电路700，能够使用一般的电压检测电路。另外，图9中，sc表示半导体装置100，dc表示检测电路700，m表示马达200。

电压vh是还反映了马达200的负载状况的值。因此，如果是基于电压vh决定钳位电压的形态，则如第2实施方式记载的那样，控制部150不需要另行参照与马达200的负载状况相关的信息。此外，电压vh是除了用于本说明书中说明的栅极电压的控制以外、还用于例如车辆的控制的特性值，因此不需要为了决定钳位电压而设置专用的检测电路及控制机构。这样，与为了决定钳位电压而参照输出电压vds的结构相比，能够以更简单的结构进行钳位电压的决定。

另外，电压vh与功率开关元件410的输出电压vds相关，所以控制部150通过与参照图6～图8说明的第1实施方式相同的控制来决定钳位电压。这时，关于功率开关元件410的i－v特性，采用电压vh作为电压。

(第4实施方式)

说明使栅极电压2阶段地转变来进行功率开关元件410的开启的形态。如图10所示，在使开启时的栅极电压的施加为2阶段的、所谓主动(active)栅极控制中，在使栅极电压从非施加的状态向第1电压转变的第1段的施加下，将驱动电路110的驱动能力设定得比较高。并且，在使栅极电压从第1电压的状态向第2电压转变的第2段的施加下，将驱动能力相比于第1段的转变而言设定得较小。由此，能够缩短施加栅极电压的总时间并且抑制栅极电压的过冲而降低开启时的消耗电力。

控制部150，在栅极电压达到第1电压的时点、功率开关元件410的输出电流超过阈值电流ith的情况下，与上述的各实施方式同样地转移到判断短路的阶段。即，对钳位电路130进行控制而进行将栅极电压钳位的控制。本实施方式中，控制部150对钳位电路130进行控制，以使得第2段的栅极电压即第2电压成为钳位电压(＝参照电压vref)。

由此，能够实现主动栅极控制，并且将判断短路时的输出电流的大小抑制为判断所需要的必要最低限度，能够降低短路能量。

(其他实施方式)

以上，说明了本发明的优选实施方式，但本发明不限于上述的实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内，能够进行各种变形来实施。

在上述各实施方式中，关于供马达200的驱动的电力转换装置，例示了对电压电路400采用半导体装置100的例子，但半导体装置100的效果对于控制开关元件的栅极电压而控制流过负载的电流的装置是有效的，不限于电力转换装置。

此外，关于钳位电路120的具体结构，例示了图2所示那样的采用运算放大器121的负反馈的反馈电路，但是对于功率开关元件410的栅极端子，只要是能够控制电荷的注入、抽取的电路即可。

关于输出电流检测部130以及电压检测部140也同样地，不限于图4及图5所示那样的采用比较器的结构。

本发明依据实施例进行了描述，但应理解的是本发明不限于该实施例及构造。本发明还包含各种各样的变形例及均等范围内的变形。此外，各种各样的组合及形态、进而在它们中仅包含一要素、其以上或其以下的其他组合或形态也包含在本发明的范畴或思想范围中。