电力变换装置的制作方法

本发明涉及具备将直流电压变换为高频交流电压而输出给变压器的全桥逆变器和对变压器的输出进行整流的整流电路的电力变换装置。

背景技术：

将全桥逆变器和整流电路组合而成的初级侧相移方式dc/dc转换器一般如下地构成。全桥逆变器包括如下电路：2个分支(leg)作为第1分支和第2分支而并联连接，上述分支由分别构成支路(arm)的2个开关元件串联连接而成，在各支路具备与各开关元件并联连接的电容器和与各开关元件逆并联地连接的二极管，将并联连接的分支的两端作为输入端子，将第1分支和第2分支各自的支路的连接点作为输出端子。

全桥逆变器将供给到输入端子的直流电压变换为高频交流电压而输出，对与输出端子连接的变压器的初级侧供给高频交流电压。在变压器的次级侧连接整流电路，整流电路对从变压器输出的高频交流电压进行整流。在整流电路的输出中，高频分量被输出平滑滤波器去除，直流电压被供给到负载。

这样构成的全桥逆变器的电力控制一般通过相移控制进行。在相移控制中，控制第1分支和第2分支的重叠角，以控制传输电力。另外，在相移控制中，还能够通过与变压器绕组串联地具有电抗器，从而进行降低开关损耗的软开关动作。在考虑第2分支的相位相对第1分支延迟的状态时，通过使用电抗器的电流连续性的zv&zcs(zero-voltageandzero-currentswitching，零电压和零电流开关)接通(turnon)、使用与各自的开关元件并联连接的电容器的上升电压倾斜度的zvs(zero-voltageswitching，零电压开关)断开(turnoff)，构成第1分支的2个开关元件进行软开关动作。另一方面，由于电抗器和与各自的开关元件连接的电容器的谐振现象，构成第2分支的2个开关元件通过zvs接通、zvs断开进行软开关动作。

然而，为了使第1分支的zv&zcs接通成立，需要回流期间。回流期间是指，在初级侧的正极侧支路之间或者负极侧支路之间使电流导通的期间、且不进行电力传输的期间。回流电流由于对向负载的传输电力没有贡献而成为无效电力，存在产生由于开关元件、二极管、变压器中的回流电流所致的导通损耗的课题。另外，由于设置该回流期间，电力传输期间减少，变压器的传输电力被限制。作为对策，考虑如下方法：将变压器的匝数比设定得高，即使在窄的电力传输期间也能够对次级侧进行输出传输，但次级侧二极管的施加电压上升，需要使用更高耐压的元件。一般而言，二极管的耐压和导通特性为正相关，存在由于使用高耐压元件而导通损耗增加的课题。

作为解决这些课题的方法，有专利文献1所示的例子。在该专利文献1所示的技术中，通过在整流电路与输出平滑滤波器之间设置电容器，使在变压器流动的电流相对施加到变压器的电压超前，使施加到变压器的电压和在变压器流动的电流的时间积增加，从而提高变压器的传输电力。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2006-230075号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，在如专利文献1所示的电力变换装置中，电容器为追加零件，存在成本增加的问题。进而，由于追加的电容器也发生损耗，所以存在损耗降低效果变小的问题。

本发明是为了解决如上述的问题而完成的，其目的在于提供如下的电力变换装置：无需附加追加零件，而使向负载的供给电力增加，搭载有小型、低成本且高效的全桥逆变器。

解决技术问题的技术方案

本发明的电力变换装置具备：全桥结构的逆变器，其中2个由分别构成支路的2个开关元件串联连接而成的分支作为第1分支和第2分支而并联连接，在各支路具备与各开关元件并联连接的电容器和与各开关元件逆并联地连接的二极管，并联连接的分支的一端连接有直流电源的正极，另一端连接有直流电源的负极，在第1分支的支路的串联连接点与第2分支的支路的串联连接点之间连接变压器的初级侧而对变压器的初级侧供给交流电压；整流电路，与变压器的次级侧连接；以及控制器，控制构成第1分支及第2分支的各支路的开关元件，其中，控制器具有：两分支谐振模式，以如下方式进行控制：使构成第1分支的正极侧的支路的正极侧开关元件和构成第2分支的负极侧的支路的负极侧开关元件同时导通(on)/截止(off)，使构成第1分支的负极侧的支路的负极侧开关元件和构成第2分支的正极侧的支路的正极侧开关元件同时导通/截止；以及单分支谐振模式，以如下方式进行控制：使第1分支的正极侧开关元件和第2分支的负极侧开关元件以在时间上移位相移量的方式导通/截止，使第1分支的负极侧开关元件和第2分支的正极侧开关元件以在时间上移位相移量的方式导通/截止。

发明效果

根据本发明的电力变换装置，能够根据负载的状况等，使单分支谐振模式和两分支谐振模式切换动作，所以无需附加追加零件或者使变压器匝数比上升，而能够提高变压器的传输电力，能够提高电力变换效率。

附图说明

图1是示出包括本发明的实施方式1的电力变换装置的系统整体的一个例子的电路图。

图2是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的单分支谐振模式的动作的时序图。

图3是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的两分支谐振模式的动作的时序图。

图4是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的框图。

图5是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的相移量运算处理部的结构的一个例子的框图。

图6是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的相移量运算处理部的结构的另一例子的框图。

图7是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的相移量运算处理部的结构的又一例子的框图。

图8是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的空载时间运算处理部的结构的框图。

图9是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的栅极信号运算处理部的结构的框图。

图10是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的一个例子的时序图。

图11是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的另一例子的时序图。

图12是示出包括本发明的实施方式1的电力变换装置的系统整体的另一例子的电路图。

图13是示出包括本发明的实施方式2的电力变换装置的系统整体的一个例子的电路图。

图14是示出包括本发明的实施方式2的电力变换装置的系统整体的另一例子的电路图。

图15是说明本发明的实施方式3以及实施方式4的电力变换装置的动作的一个例子的时序图。

附图标记说明

1：直流电源；2：逆变器；3：第1分支；4：第2分支；5：整流电路；31、41：正极侧支路；32、42：负极侧支路；100：控制器；tr：变压器；l1：串联电抗器；c1、c2、c3、c4：电容器；d1、d2、d3、d4：续流二极管(freewheeldiode)；s1、s2、s3、s4：开关元件；tt：电力传输期间；tp：电力非传输期间

具体实施方式

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的一个例子的电路图。在图1中，全桥结构的逆变器2将直流电源1的直流电压变换为高频交流电压，并输入到变压器tr。整流电路5对从变压器tr输出的高频交流电压进行整流。输出平滑滤波器6去除从整流电路5输出的电压的高频分量，对负载10供给直流电力。

全桥结构的逆变器2由分别由开关元件串联连接而成的第1分支3和第2分支4并联连接而构成。第1分支3是将正极侧支路31和负极侧支路32串联连接而构成的，其中正极侧支路31具备开关元件s1、与开关元件s1并联连接的电容器c1、以及与开关元件s1逆并联地连接的续流二极管d1，负极侧支路32具备开关元件s2、与开关元件s2并联连接的电容器c2、以及与开关元件s2逆并联地连接的续流二极管d2。第2分支4是将正极侧支路41和负极侧支路42串联连接而构成的，其中正极侧支路41具备开关元件s3、与开关元件s3并联连接的电容器c3、以及与开关元件s3逆并联地连接的二极管d3，负极侧支路42具备开关元件s4、与该开关元件s4并联连接的电容器c4、以及与开关元件s4逆并联地连接的续流二极管d4。第1分支3与第2分支4的并联电路的正极侧支路31、41的端部和负极侧支路32、42的端部分别成为正侧输入端子以及负侧输入端子，对这些输入端子之间施加直流电源1的输出电压。此外，有时也将开关元件s1以及开关元件s3称为正极侧开关元件，将开关元件s2和开关元件s4称为负极侧开关元件。

另外，第1分支3的正极侧支路31和负极侧支路32的连接点、以及第2分支4的正极侧支路41和负极侧支路42的连接点成为全桥结构的逆变器2的输出端子，施加到这些逆变器输出端子的电压vinv经由串联电抗器l1而被施加到变压器tr的初级侧线圈。在变压器tr的次级侧线圈连接有由二极管d5～d8构成的整流电路5，在整流电路的输出端子之间连接有输出平滑滤波器6和负载10。

此外，作为开关元件s1～s4，优选使用逆并联地连接有二极管的igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)、在源极和漏极之间连接有二极管的mosfet(metaloxidesemiconductorfieldfffecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等。另外，作为续流二极管d1～d4，既可以使用内置于igbt、mosfet的二极管，也可以外装地另行设置二极管。关于电容器c1～c4，既可以外接电容器，也可以利用igbt、mosfet的输出电容。另外，关于串联电抗器l1，既可以由变压器tr具有的漏电感构成，也可以单独连接电抗器。

本发明的实施方式1的电力变换装置具备单分支谐振模式和两分支谐振模式这两方的动作模式。单分支谐振模式是指如下模式：第1分支3和第2分支4中的一方在由于上述电容器和上述电抗器的谐振现象而接通、断开时进行基于zvs(zero-voltageswitching，零电压开关)的软开关动作，另一方的分支在接通时进行利用回流电流的基于zv&zcs(zero-voltageandzero-currentswitching，零电压和零电流开关)的软开关动作，从而在断开时进行基于使用上述电容器的上升电压倾斜度的zvs的软开关动作。两分支谐振模式是指如下模式：所有开关元件在由于上述电容器和上述电抗器的谐振现象而接通、断开时进行基于zvs的软开关动作。

接下来，使用图2，进行单分支谐振模式的动作说明。图2是示出设为使第2分支4的相位相对第1分支3延迟的情况下的、某1周期前后的时序图。在此，以在图1所示的电路结构中，使用mosfet作为构成逆变器2的开关元件的情况进行说明。在图2中，a表示对第1分支3的开关元件s1、s2的栅极(gate)分别供给的驱动信号，b表示对第2分支4的开关元件s3、s4的栅极分别供给的驱动信号。如图2的a、b所示，各分支的正极侧开关元件和负极侧开关元件交替地重复导通和截止。另外，图2的c示出输入到变压器的电压(逆变器的输出电压)vinv，该图的d示出在变压器的初级线圈流动的电流itr1。另外，在该图的e～h中，分别用实线示出开关元件s1～s4的两端的电压vds-s1～vds-s4，用虚线示出在各支路的开关元件s1～s4和续流二极管d1～d4中流过的电流的合计电流即id-q1至id-q4。

此外，t0～t8表示开关元件s1～s4切换时的时刻。另外，vds是以开关元件的源极电位为基准的漏极电压，id是以从漏极流入的方向为正的开关元件的电流。

以下，使用图2，对与开关型式对应的动作状态进行说明。在第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1为导通状态的t0，将第2分支4的负极侧支路的开关元件s4接通。逆变器2的输出电压vinv在图1的箭头的方向上被输出，对负载10供给电力。

在t1，维持第2分支4的负极侧支路的开关元件s4的导通状态，将第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1断开，停止逆变器2的电压输出。此时，电流以在串联电抗器l1中积蓄的能量为电源，按照从串联电抗器l1通过第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4、第1分支3的负极侧支路32的续流二极管d2而流向串联电抗器l1的路径回流。第1分支3的负极侧支路32的电容器c2被放电，第1分支3的正极侧支路31的电容器c1被充电。通过该充电动作，第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1的电压上升变缓，第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1的断开动作变为zvs(zero-voltageswitching，零电压开关)，为软开关。

在t2，维持第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4的导通状态，将第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2接通。电流路径不变，以串联电抗器l1为电源，按照从串联电抗器l1通过第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4、第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2而流向串联电抗器l1的路径回流。在t1，第1分支3的负极侧支路32的电容器c2被放电，所以第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2的接通动作变为zv&zcs(zero-voltageandzero-currentswitching，零电压和零电流开关)，为软开关。

在t3，维持第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2的导通状态，将第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4断开。由于第2分支4的正极侧支路41的电容器c3、第2分支4的负极侧支路42的电容器c4和串联电抗器l1的谐振动作，第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4的电压上升，而第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3的电压随之下降。此时，第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4的断开变为zvs(zero-voltageswitching，零电压开关)，为软开关。

在t4，维持第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2的导通状态，将第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3接通。第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3的电压由于上述谐振动作而降低至零电压，从而第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3的接通变为zvs(zero-voltageswitching，零电压开关)，为软开关。t4～t8的动作状态是t0～t4的对称动作，所以省略说明。

在图2中，t1～t2、t3～t4、t5～t6、t7～t8为空载时间td。空载时间是为了防止各个分支的正负极侧支路之间的短路而设置的。另外，在相移控制中，为了使用回流电流使一方的分支的软开关成立，需要设置回流期间tf。在图2中，回流期间tf为t1～t3、t5～t7。因此，变压器施加电压的有效占空比(effectiveon-duty)d-tr(最大0.5)用(1)式表示。

[式1]

在此，ts为开关周期(例如t0～t8的时间)，ton为正极侧支路的开关元件和负极侧支路的开关元件同时为导通的时间(例如t0～t1的时间)。

另一方面，在时刻t3开始的上述谐振动作是电容器c3和c4与串联电抗器l1并联连接而致的谐振动作，所以在将电容器c3、c4的静电电容设为c3＝c4＝c，将串联电抗器l1的电感设为l1时，谐振角频率ωr为因此，由于上述谐振动作而开关元件的两端电压从直流电源1的电压vdc下降至0v的时间tv0用(2)式表示。

[式2]

在此，i1是在开关时在开关元件中流过的电流。

另一方面，在时刻t3、t7第2分支的开关元件s4、s3断开之后，变压器电流itr1降低至0a的时间ti0用(3)式表示。

[式3]

通过将空载时间td设定为tv0≤td≤ti0，在开关元件s3和s4中，利用使用谐振动作的zvs动作，软开关成立。

接下来，使用图3，进行两分支谐振模式的动作说明。如图3所示，两分支谐振模式是使第1分支3和第2分支4的相位同步的状态。与单分支谐振模式的说明同样地，以在图1所示的电路结构中，使用mosfet作为构成逆变器2的开关元件的情况进行说明。在图3中，a表示对第1分支3的开关元件s1、s2的栅极分别供给的驱动信号，b表示对第2分支4的开关元件s3、s4的栅极分别供给的驱动信号。如图3的a、b所示，在各分支中正极侧开关元件和负极侧开关元件交替地重复导通和截止。图3的c示出输入到变压器的电压(逆变器的输出电压)vinv，该图的d示出在变压器的初级线圈中流动的电流itr1。另外，在该图的e～h中，分别用实线表示开关元件s1～s4的两端的电压vds-s1～vds-s4，用虚线表示在开关元件s1～s4中流动的电流id-s1～id-s4。此外，在两分支谐振模式中，在续流二极管d1～d4中不流过电流，回流的能量被积蓄到电容器。

在t0，将第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1和第2分支4的负极侧支路的开关元件s4接通。逆变器2的输出电压vinv在图1的箭头的方向上被输出，对负载10供给电力。

在t1，将第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1和第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4断开，停止逆变器2的电压输出。由于电容器c1～c4和串联电抗器l1的谐振动作，第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1和第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4的电压上升，而第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2和第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3的电压随之下降。此时，第1分支3的正极侧支路31的开关元件s1和第2分支4的负极侧支路42的开关元件s4的断开变为zvs，为软开关。

在t2，将第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2和第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3接通。第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2和第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3的电压由于上述谐振动作而降低至零电压，从而第1分支3的负极侧支路32的开关元件s2和第2分支4的正极侧支路41的开关元件s3的接通变为zvs，为软开关。t2～t4的动作状态是t0～t2的对称动作，所以省略说明。

在图3中，t1～t2、t3～t4为空载时间td。空载时间是为了防止正负极侧支路之间的短路而设置的。因此，变压器施加电压的有效占空比d-tr(最大0.5)用(4)式表示。

[式4]

另一方面，在时刻t1及t3开始的上述谐振动作是电容器c1及c3的串联体和电容器c2及c4的串联体与串联电抗器l1并联连接所致的谐振动作，所以在将电容器c1、c2、c3、c4的静电电容设为c1＝c2＝c3＝c4＝c，将串联电抗器l1的电感设为l1时，谐振角频率ωr与单分支谐振模式下的谐振频率不同，为因此，在开关元件s1～s4接通时，由于上述谐振动作而开关元件的两端电压从直流电源1的电压vdc下降至0v的时间tv0用(5)式表示。在此，i1是开关时在开关元件中流过的开关电流。

[式5]

另一方面，在时刻t1、t3开关元件s1～s4断开之后，变压器电流itr1降低至0a的时间ti0用(6)式表示。

[式6]

通过将空载时间td设定为tv0≤td≤ti0，开关元件s1～s4利用使用谐振动作的zvs动作，软开关成立。

在图1所示的电力变换装置的情况下，根据直流电源1的电压vdc、负载状态而使动作的模式变化。在使用变压器的匝数比n时，相移量d-ps与直流电源1的电压vdc、负载电压vout的关系用(7)式表示。

[式7]

在直流电源1的电压vdc或负载电压vout变动的应用中使用的情况下，在单分支谐振模式下动作的条件和在两分支谐振模式下动作的条件这两者都存在。

在此，当比较单分支谐振模式和两分支谐振模式的tv0、ti0时，根据(2)、(3)、(5)、(6)式，单分支谐振模式的tv0、ti0更长。因此，也可以在单分支谐振模式与两分支谐振模式之间变更空载时间td的设定值。

图4示出切换单分支谐振模式和两分支谐振模式、并且进行空载时间变更时的本发明的实施方式1的电力变换装置的、控制各开关元件的控制器100的一个例子的框图。与直流电源1并联地设置输入检测器7，检测直流电源1的电压vdc和电流idc。另外，与负载10并联地设置输出检测器8，检测负载10的电压vout和电流iout。

控制器100具有：相移量运算处理部101，根据输入检测器7及输出检测器8中的至少一方的检测值，计算相移量d-ps；空载时间运算处理部102，根据计算出的相移量d-ps，计算空载时间td；以及栅极信号运算处理部103，根据计算出的相移量d-ps和空载时间td，计算栅极信号。控制器100由执行存储于存储器的程序的cpu或系统lsi等处理电路来实现。例如，既可以通过cpu执行存储于存储器的程序来分别实现上述各个处理部，也可以通过系统lsi等处理电路来分别实现各个处理部。

图5示出相移量运算处理部101的一个例子的框图。相移量运算处理部101根据输出检测器8的输出来计算相移量d-ps。对输出检测器8的电压检测值vout和预定的负载电压目标值vout*的偏差进行pi控制，计算负载电流目标值iout*。对计算出的iout*与输出检测器8的电流检测值iout的偏差进行p控制，计算相移量d-ps。另外，如图6所示，还能够根据输出检测器8的电压检测值vout与预定的负载电压目标值vout*的偏差来计算相移量。进而，如图7所示，在能够设定负载电流目标值iout*的情况下，还能够根据与设定的输出检测器8的电流检测值iout的偏差来计算相移量。图5至图7示出使用由输出检测器8检测的检测值来计算相移量的例子，也可以根据由输入检测器7检测的检测值即直流电源1的电压vdc或电流idc来计算相移量d-ps。可根据负载是什么样的负载来确定使用哪个检测值来求出相移量。

图8示出空载时间运算处理部102的一个例子的框图。由比较器计算预定的模式判定阈值mode-ref与计算出的相移量d-ps的大小关系。在相移量d-ps为模式判定阈值mode-ref以下的情况下，判定为两分支谐振模式，使用多路复用器将预定的两分支谐振模式的空载时间td-dr作为空载时间td输出。另一方面，在相移量d-ps大于模式判定阈值mode-ref的情况下，判定为单分支谐振模式，使用多路复用器将预定的单分支谐振模式的空载时间td-sr作为空载时间td输出。此外，关于预定的两分支谐振模式的空载时间td-dr和单分支谐振模式的空载时间td-sr，既可以根据输入检测器7、输出检测器8的检测值和(2)、(3)、(5)、(6)式来计算，也可以设为从预先设置的表格等中选择的方式。

另外，关于是两分支谐振模式还是单分支谐振模式的判定，也可以不根据求出的相移量的大小来判定，而是仅根据输入的电压值vdc或电流值idc、或者输出的电压值vout或电流值iout自身的大小是否大于阈值来判定。如以上所述，能够根据输入的电压、电流、输出的电压、电流中的至少一个值来确定在单分支谐振模式和两分支谐振模式中的哪个模式下动作。

图9示出栅极信号运算处理部103的一个例子的框图。栅极信号运算处理部103使用上述计算出的相移量d-ps和空载时间td来计算栅极信号。驱动频率由载波信号carrier(载波)确定。通过本控制，第2分支4的相位相对第1分支3延迟相移量d-ps。栅极信号运算处理部103的输出被输入到开关元件s1～s4的栅极。

图10、图11示出在两分支谐振模式与单分支谐振模式之间使空载时间可变时的栅极信号的例子。a、b为两分支谐振模式(d-ps＝0)，c、d为单分支谐振模式。关于空载时间td，既可以如图10的c、d所示，在单分支谐振模式下使两分支的空载时间相等，也可以如图11的c、d所示，在第1分支3和第2分支4设为不同的空载时间。

在如图10那样在单分支谐振模式下将两方的分支的空载时间设为相等的情况下，由于要计算的空载时间td为一个，所以能够抑制进行控制的微型机等的控制负载。另一方面，如图11所示，当在第1分支3和第2分支4设定不同的空载时间td的情况下，能够在各个分支设定理想的空载时间td，能够进一步抑制开关损耗的发生。

此外，根据(2)、(3)、(5)、(6)式，tv0、ti0对开关电流i1具有依赖性，所以可以在单分支谐振模式时根据负载而使空载时间可变，也可以在两分支谐振模式时根据负载而使空载时间可变。另外，作为串联电抗器l1，可以使用变压器tr的漏电感，作为与开关元件s1～s4并联连接的电容器c1～c4，可以使用开关元件s1～s4的寄生电容。

根据(1)、(4)式，通过设置两分支谐振模式，相比于仅在单分支谐振模式下动作的情况，能够使变压器的有效占空比d-tr增加。即，能够将变压器匝数比n设定得小。

在本实施方式1中，具备两分支谐振模式，其中将第1分支3和第2分支4的相位差设为零而消除回流期间，第1分支3、第2分支4都进行基于谐振的软开关。在高输出电力条件下，通过两分支谐振模式使电力传输期间增加，在低输出电力条件下，在使用以往的相移控制的单分支谐振模式下进行电力控制。利用反馈控制使相移量d-ps连续地变化，从而能够连续地切换两分支谐振模式和单分支谐振模式。

此外，本发明的实施方式1的驱动方式还能够应用于如下结构：如图12所示，在变压器次级侧绕组设置中点，将整流电路5设为中心抽头的结构。

根据以上，能够降低构成次级侧整流电路5的二极管的耐压，能够实现二极管的小型化和低损耗化。另外，在两分支谐振模式下不流过回流电流，从而还得到由于能够降低导通损耗而起到的低损耗化效果。

实施方式2.

图13是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的一个例子的电路图。在图13中，与实施方式1同样地，逆变器2将直流电源1的直流电压变换为高频交流电压，输入到变压器tr。整流电路5对从变压器tr输出的高频交流电压进行整流。输出平滑滤波器6去除从整流电路5输出的电压的高频分量，对负载10供给直流电力。

逆变器2由分别由开关元件串联连接而成的第1分支3和第2分支4并联连接而构成。第1分支3是将正极侧支路31和负极侧支路32串联连接而构成的，其中正极侧支路31具备开关元件s1、与该开关元件s1并联连接的电容器c1、以及与开关元件s1逆并联地连接的续流二极管d1，负极侧支路32具备开关元件s2、与开关元件s2并联连接的电容器c2、以及与开关元件s2逆并联地连接的续流二极管d2。第2分支4是将正极侧支路41和负极侧支路42串联连接而构成的，其中正极侧支路41具备开关元件s3、与开关元件s3并联连接的电容器c3、以及与开关元件s3逆并联地连接的二极管d3，负极侧支路42具备开关元件s4、与该开关元件s4并联连接的电容器c4、以及与开关元件s4逆并联地连接的续流二极管d4。第1分支3与第2分支4的并联电路的正极侧支路31、42的端部和负极侧支路32、42的端部分别成为正侧输入端子以及负侧输入端子，对这些输入端子之间施加直流电源1的输出电压。

另外，第1分支3的正极侧支路31和负极侧支路32的连接点、以及第2分支4的正极侧支路41和负极侧支路42的连接点成为逆变器2的输出端子，施加到这些全桥结构的逆变器输出端子的电压vinv经由串联电抗器l1而被施加到变压器tr的初级侧线圈。

进而，设置包括二极管d9和二极管d10的回流电路9，其中二极管d9的阳极连接于串联电抗器l1与变压器初级侧绕组的连接点，二极管d9的阴极连接于上述正侧输入端子，二极管d10的阴极连接于串联电抗器l1与变压器初级侧绕组的连接点，二极管d10的阳极连接于上述负侧输入端子。对变压器tr的次级侧线圈连接由二极管d5～d8构成的整流电路5，在整流电路的输出端子之间连接输出平滑滤波器6和负载10。开关动作、空载时间可变方法与实施方式1相同。

在本实施方式2中也具备两分支谐振模式，其中将第1分支3和第2分支4的相位差设为零而消除回流期间，第1分支3、第2分支4都进行利用谐振的软开关。在高输出电力条件下，通过两分支谐振模式使电力传输期间增加，在低输出电力条件下，在使用以往的相移控制的单分支谐振模式下进行电力控制。利用反馈控制使相移量d-ps连续地变化，从而能够连续地切换两分支谐振模式和单分支谐振模式。除此以外，还能够利用回流电路9来抑制由于串联电抗器l1而在整流电路5发生的浪涌电压，能够抑制构成整流电路的二极管d5～d8的耐压。

另外，本发明的实施方式2的驱动方式还能够应用于如下结构：如图14所示，在变压器次级侧绕组设置中点，将整流电路5设为中心抽头的结构。

实施方式3.

本发明的实施方式3的电力变换装置与实施方式1同样地如图1所示，逆变器2将直流电源1的直流电压变换为高频交流电压，输入到变压器tr。整流电路5对从变压器tr输出的高频交流电压进行整流。输出平滑滤波器6去除从整流电路5输出的电压的高频分量，对负载供给直流电力。

关于逆变器2的动作，在实施方式1中，在求出的相移量d-ps为模式判定阈值mode-ref以下时，判定为两分支谐振模式，在求出的相移量d-ps大于模式判定阈值mode-ref时，判定为单分支谐振模式。在本实施方式3中，除了模式判定阈值mode-ref(第一阈值)以外，还设定阈值更大的模式判定阈值mode-ref2(第二阈值)。在求出的相移量大于模式判定阈值mode-ref且小于等于模式判定阈值mode-ref2时，设为单分支谐振模式。进而，在相移量d-ps大于模式判定阈值mode-ref2时，进行如下的控制：设置图15所示的、逆变器2在两分支谐振模式下动作的电力传输期间tt和使逆变器2休止的电力非传输期间tp。由此，在电力较小时，在两分支谐振模式下进行控制，具有如下优点：在如单分支谐振模式的软开关不成立那样的电力小的轻负载条件下，能够提高变换效率。

以下，具体地说明相移量d-ps大于模式判定阈值mode-ref2时的动作。设定为在电力传输期间tt，在两分支谐振模式下供给电力，在电力非传输期间tp，使逆变器2休止而不进行电力传输。重复该电力传输期间tt和电力非传输期间tp的组合。将该动作模式称为两分支谐振传输非传输模式。当将基于两分支谐振模式的、开关元件s1与s4导通的在正极的电力供给和开关元件s2与s3导通的在负极的电力供给这1对设为1次时，在电力传输期间tt中n2次电力供给之后，在电力非传输期间tp各开关元件休止。

变压器施加电压的有效占空比d-tr(最大0.5)用(8)式表示。

[式8]

另外，也可以设定基准周期tref，将该基准周期tref内划分成电力传输期间tt和电力非传输期间tp。在该情况下，变压器施加电压的有效占空比d-tr(最大0.5)用(9)式表示。

[式9]

[式10]

tref＝n1ts(10)

在此，n2为基准周期tref内向负载的电力供给次数，将开关元件s1与s4导通的正极处的电力供给和开关元件s2与s3导通的负极处的电力供给这1对设为1次。从抑制变压器的偏磁的观点出发，n2最好设为正整数。另一方面，如(10)式所示，n1为开关周期ts与基准周期tref之比率，n1为1以上的值。这样，根据基准周期tref内向负载的电力供给次数来控制输出到负载的电压或电流。

如以上所述，在相移量d-ps大于模式判定阈值mode-ref2时，也可以不在单分支谐振模式下进行控制而在两分支谐振传输非传输模式进行控制，即重复基于两分支谐振模式的电力传输期间tt和使所有开关元件截止而使逆变器2休止来不传输电力的电力非传输期间tp，用电力传输期间tt与电力非传输期间tp之比值来控制平均电力。关于是否在两分支谐振传输非传输模式下动作，可以不通过求出的相移量的大小来判定，而仅通过输入的电压值vdc或电流值idc、或者输出的电压值vout或电流值iout自身的大小是否大于阈值来判定。如以上所述，在本实施方式3中，也与在实施方式1中说明的同样地，能够根据输入的电压、电流、输出的电压、电流中的至少一个值来确定动作模式。

实施方式4.

在实施方式4中，不使用单分支谐振模式而仅在两分支谐振模式下进行控制。不进行模式判定，而用图15所示的电力传输期间tt与电力非传输期间tp之比值来控制平均电力。在该情况下，在最大电力供给时，电力非传输期间tp为0。例如，当设定基准周期tref时，在(9)式中将n2设为正整数的情况下，通过将n1设为n2的正整数倍，从而在最大电力供给时不产生电力非传输期间，而能够使变压器利用率最大化。根据实施方式4的电力变换装置，不使用单分支谐振模式，而使得在两分支谐振模式下动作，用进行电力传输的电力传输期间tt与不进行电力传输的电力非传输期间tp之比值来控制输出电力，从而不需要单分支谐振模式与两分支谐振模式之间的空载时间调整，能够进行高效的电力传输并且减轻控制器100的负载。

此外，本发明能够在该发明的范围内组合各实施方式，或者使各实施方式适宜地变形、省略。