电动机控制装置及电动助力转向装置的制作方法

本发明涉及降低转矩变动的电动机控制装置以及具备了该电动机控制装置的电动助力转向装置。

背景技术：

出于电动机控制装置的成本降低的目的，要求使用角度的检测分辨率较低的廉价的角度传感器来进行电动机的控制。在利用角度检测分辨率较低的角度传感器的情况下，存在如下问题：因电动机的实际角度与角度检测值的误差而导致产生转矩变动。

作为现有技术的示例，存在专利文献1至3所公开的技术。专利文献1的技术中，根据角度传感器的输出信号计算电动机的转速的平均值，并使用转速的积分值来校正角度检测值。

此外，专利文献2的技术中，根据转速来限制电流指令值的变化率，从而对在角度检测值被更新的定时产生的转矩变动进行抑制。

专利文献3的技术中，使用电流、电压来推定感应电压、电感，从而对基于角度传感器的输出信号检测出的角度检测值未发生变化的期间的角度检测值进行推定。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2011-117769号公报

专利文献2：日本专利特开2002-369569号公报

专利文献3：日本专利特开2006-304478号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，专利文献1的技术中，由于根据角度检测值变化的时间间隔来计算转速，因此，转速的计算精度随着转速的降低而降低。因此，在转速较低的条件下角度检测值的校正精度降低，转矩变动有可能增加。

此外，专利文献2的技术中，通过对电流指令值的变化率设置限制来抑制转矩变动，因此，需要根据转速来恰当地变更电流指令值的变化率的限制值。因此，在转速急剧变化的情况等、转速的运算精度降低的条件下无法恰当地设定电流指令值的变化率，因而有可能因变化率的限制不足而导致转矩变动的增加产生、或因过剩的电流指令值的限制而导致转矩的下降产生。

专利文献3的技术中，在感应电压的振幅下降的低转速状态、或感应电压系数、电感等电动机的参数根据温度而变化的情况下，角度检测值的校正精度变差，转矩变动增加。此外，感应电压系数、电感的推定需要复杂的运算，因此存在运算负荷较高的问题。

因此，希望得到一种电动机控制装置及电动助力转向装置，即使在电动机的转速较低的条件下，也能通过简单的运算来抑制因角度的检测分辨率低下而引起的转矩变动。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明所涉及的电动机控制装置包括：

角度检测部，该角度检测部在多相绕组的电动机的转子的角度每次达到预先设定的多个角度的每一个时，使角度检测值阶跃地变化为对应的角度；

电流检测部，该电流检测部检测流过所述多相绕组的电流；

旋转状态检测部，该旋转状态检测部检测所述电动机的旋转状态；

电流指令计算部，该电流指令计算部基于所述旋转状态的检测值来计算流过所述多相绕组的电流指令值；

电流控制部，该电流控制部基于所述角度检测值、电流检测值和所述电流指令值来控制流过所述多相绕组的电流；以及

角度误差校正部，该角度误差校正部在所述角度检测值阶跃地变化的变化周期的倒数即变化频率比控制所述旋转状态的反馈控制系统的截止频率要低的情况下，基于所述电流指令值来推定与所述角度检测值相对于实际角度的误差即角度检测误差相关的角度误差相关值，并基于所述角度误差相关值的推定值来校正所述电流指令值或所述角度检测值，

所述角度误差校正部使所述角度误差相关值的推定值变化，以使得所述角度检测误差的绝对值相对于所述电流指令值的增加而增加，并使得所述角度检测误差的绝对值相对于所述电流指令值的减少而减少。

本发明所涉及的电动助力转向装置包括：上述那样的电动机控制装置；所述电动机；以及将所述电动机的输出转矩传递至车辆的转向装置的驱动力传递机构。

发明效果

根据本发明所涉及的电动机控制装置及电动助力转向装置，通过基于电流指令值来推定角度误差相关值，并基于角度误差相关值来校正电流指令值或角度检测值，来抑制因角度检测误差而导致的转矩变动，因此，无需使用电流和电压来推定感应电压系数或电感。因此，即使在电动机的转速较低的条件下，也能通过简单的运算来抑制因角度的检测分辨率低下而引起的转矩变动。此外，转速的变化不对角度误差相关值的推定造成影响，因此，即使在转速急剧变化的情况下也能准确地推定角度误差相关值，能抑制转矩变动。

附图说明

图1是本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置及电动机的简要结构图。

图2是本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置及电动机的详细结构图。

图3是本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置的硬件结构图。

图4是表示本发明的实施方式1所涉及的角度检测值的举动的时序图。

图5是说明因本发明实施方式1所涉及的角度检测误差而导致的q轴电流的下降的图。

图6是本发明实施方式1所涉及的角度误差校正部的框图。

图7是表示比较例所涉及的转矩变动的产生举动的时序图。

图8是表示本发明实施方式1所涉及的转矩变动的抑制效果的时序图。

图9是说明本发明实施方式1所涉及的转矩变动的降低效果的图。

图10是本发明实施方式2所涉及的角度误差校正部的框图。

图11是本发明实施方式3所涉及的电动机控制装置及电动机的简要结构图。

图12是表示本发明实施方式3所涉及的角度检测误差及角度检测误差的余弦值的其它示例的举动的时序图。

图13是说明校正系数的变化相对于本发明实施方式4所涉及的调整增益的变化的图。

图14是说明转矩变动的降低率的变化相对于本发明实施方式4所涉及的调整增益的变化的图。

图15是表示本发明实施方式4所涉及的调整增益k＝2的情况下的转矩变动的抑制效果的时序图。

图16是说明与本发明实施方式5所涉及的转速对应的调整增益的设定的图。

图17是本发明实施方式7所涉及的电动机控制装置及电动机的简要结构图。

图18是使用了本发明实施方式8所涉及的电动机控制装置及电动机的电动助力转向装置的简要结构图。

图19是使用了本发明实施方式8所涉及的电动机控制装置及电动机的电动助力转向装置的其它示例的简要结构图。

具体实施方式

实施方式1.

参照附图对实施方式1所涉及的电动机控制装置1进行说明。图1是本实施方式所涉及的电动机控制装置1及电动机2的简要结构图，图2是本实施方式所涉及的电动机控制装置1及电动机2的详细结构图。

电动机2包括：定子，该定子固定于非旋转构件；以及转子，该转子配置在该定子的径向内侧，并以可旋转的方式由非旋转构件进行支承。本实施方式中，电动机2设为永磁体式的同步电动机，定子卷绕有多相绕组(本示例中，三相的绕组cu、cv、cw)，转子设有永磁体。转子设有检测转子的角度的角度传感器12。此外，转子的转轴设有检测转子的输出转矩的转矩传感器13。

电动机2经由进行直流交流转换的逆变器10电连接至直流电源4。电动机2至少具有接受来自直流电源4的电力供给来产生动力的电动机的功能。另外，电动机2除了电动机的功能以外，还可以具有发电机的功能。

逆变器10是在直流电源4和电动机2之间进行功率转换的直流交流转换装置。逆变器10构成为桥式电路，该桥式电路中，在连接至直流电源4的正极的正极电线与连接至直流电源4的负极的负极电线之间串联连接的2个开关元件对应于三相各相(u相、v相、w相)的绕组设有3组。将正极侧的开关元件与负极侧的开关元件串联连接的连接点连接至对应相的绕组。对于开关元件，使用反向并联连接有续流二极管的igbt(insulatedgatebipolartransistor：绝缘栅双极型晶体管)、mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等。

逆变器10具备用于检测流过各绕组的电流的电流传感器11。电流传感器11设置在对开关元件的串联电路与绕组进行连接的各相的电线上。此外，电流传感器11可以设为配置在与三相各相的正极侧或负极侧的开关元件串联的位置的分流电阻。该情况下，各相的分流电阻的上游侧端子和下游侧端子分别独立地连接至电动机控制装置1，并检测各相的电流。

电动机控制装置1是经由逆变器10对电动机2进行控制的控制装置。如图1和图2所示，电动机控制装置1包括角度检测部51、电流检测部52、旋转状态检测部53、电流指令计算部54、电流控制部55、角度误差校正部56等功能部。电动机控制装置1所具备的各功能部51～56等利用电动机控制装置1所具备的处理电路来实现。具体而言，电动机控制装置1如图3所示，作为处理电路，包括cpu(centralprocessingunit：中央处理单元)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部的信号的输入电路92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。

作为运算处理装置90，可以包括asic(applicationspecificintegratedcircuit：专用集成电路)、ic(integratedcircuit：集成电路)、dsp(digitalsignalprocessor：数字信号处理器)、fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路和各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置90，也可以包括多个同种类或不同种类的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，包括构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的ram(randomaccessmemory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的rom(readonlymemory：只读存储器)等。输入电路92与各种传感器、开关相连接，包括将这些传感器、开关的输出信号输入至运算处理装置90的a/d转换器等。输出电路93与开关元件等电负载相连接，并包括将控制信号从运算处理装置90输出至这些电负载的驱动电路等。本实施方式中，输入电路92与电流传感器11、角度传感器12、转矩传感器13及电压传感器14等相连接。输出电路93与逆变器10(开关元件或开关元件的栅极驱动电路)等相连接。

然后，电动机控制装置1所具备的各功能部51～56等的各功能通过由运算处理装置90执行存储在rom等存储装置91中的软件(程序)、并与存储装置91、输入电路92及输出电路93等电动机控制装置1的其它硬件进行协作来实现。另外，各功能部51～56等使用的判定值、表格等设定数据作为软件(程序)的一部分存储在rom等存储装置91中。以下，对电动机控制装置1的各功能进行详细说明。

<角度检测部51>

角度检测部51检测转子的角度θdet。角度检测部51在转子的角度每次达到预先设定的多个角度的每一个时，使角度检测值θdet阶跃地变化为对应的角度。本实施方式中，角度检测部51基于角度传感器12的输出信号来检测转子的角度θdet。角度传感器12设为霍尔传感器。在与转子的永磁体相对的定子的位置以电气角120deg的角度间隔设有3个霍尔元件。由此，如图4所示，每当转子以电气角旋转60deg，角度检测值θdet就阶跃地变化一个60deg。角度检测值θdet按30deg、90deg、150deg、210deg、270deg、330deg的顺序阶跃地变化。

此外，角度检测部51基于角度检测值θdet的时间变化来计算转子的转速。本实施方式中，角度检测部51将阶跃地变化的角度检测值θdet的角度间隔除以角度检测值θdet阶跃地变化的周期，来计算转子的转速。另外，作为角度传感器12，也可以使用角度检测值θdet阶跃地变化的旋转编码器等其它种类的传感器。

＜电流检测部52＞

电流检测部52检测流过多相绕组的电流。本实施方式中，电流检测部52基于电流传感器11的输出信号，来检测流过u相绕组的u相电流iudet、流过v相绕组的v相电流ivdet、流过w相绕组的w相电流iwdet。

＜旋转状态检测部53＞

旋转状态检测部53检测电动机2的旋转状态。本实施方式中，旋转状态检测部53检测电动机2的输出转矩以作为旋转状态。本实施方式中，旋转状态检测部53基于转矩传感器13的输出信号来检测电动机2的输出转矩。

＜电流指令计算部54＞

电流指令计算部54基于作为旋转状态的电动机2的输出转矩的检测值，来计算流过三相绕组的电流指令值。本实施方式中，电流指令计算部54进行使电流指令值变化的反馈控制，以使得输出转矩的检测值接近目标转矩。使用pid控制等各种反馈控制。电流指令计算部54至少计算q轴的电流指令值iqref来作为电流指令值，上述q轴的电流指令值iqref是用dq轴的旋转坐标系来表示流过三相绕组cu、cv、cw的电流而得到的电流指令。本实施方式中，电流指令计算部54也计算d轴的电流指令值id。dq轴旋转坐标是由在设于转子的永磁体的n极方向(磁极位置)上决定的d轴、以及在电气角上比d轴前进了90deg的方向上决定的q轴构成的、与转子的电气角上的旋转同步地进行旋转的2轴旋转坐标。若q轴的电流增加，则电动机2的输出转矩增加，若q轴的电流减少，则电动机2的输出转矩减少。

＜电流控制部55＞

电流控制部55基于角度检测值θdet、电流检测值及电流指令值来控制流过三相绕组的电流。本实施方式中，电流控制部55在根据角度检测值θdet旋转的dq轴旋转坐标系上，对流过三相绕组的电流进行控制。如图2所示，电流控制部55包括电流反馈控制部61、电压坐标转换部62、pwm信号生成部63、电流坐标转换部64及电源电压检测部65。

电源电压检测部65基于电压传感器14的输出信号来检测直流电源4的电源电压vdc。电流坐标转换部64基于角度检测值θdet进行三相两相转换和旋转坐标转换，从而将三相的电流检测值iudet、ivdet、iwdet转换成由根据角度检测值θdet旋转的dq轴旋转坐标系来表示的d轴的电流检测值iddet和q轴的电流检测值iqdet。

电流反馈控制部61通过pi控制等进行使由dq轴旋转坐标系来表示施加于电动机2的电压的指令信号而得到的d轴的电压指令值vdref及q轴的电压指令值vqref变化的电流反馈控制，以使得d轴和q轴的电流检测值iddet、iqdet接近d轴和q轴的电流指令值idref、iqref。本实施方式中，对于q轴的电流指令值iqref使用由后述的角度误差校正部56进行校正后的q轴的电流指令值iqrefc。

之后，电压坐标转换部62基于角度检测值θdet进行固定坐标转换和两相三相转换，从而将d轴和q轴的电压指令值vdref、vqref转换为针对三相各相的绕组的交流电压指令值即三相交流电压指令值vuref、vvref、vwref。

pwm信号生成部63将三相交流电压指令值vuref、vvref、vwref分别同具有系统电压vdc的振动宽度、并以载波频率振动的载波(三角波)进行比较，在交流电压指令值超过载波的情况下，使矩形脉冲波导通，在交流电压指令值低于载波的情况下，使矩形脉冲波截止。pwm信号生成部63将三相各相的矩形脉冲波作为三相各相的逆变器控制信号su、sv、sw输出至逆变器10，并使逆变器10的各开关元件导通截止。。

＜角度误差校正部56的角度检测误差的推定原理＞

如图4所示，每当实际角度θreal旋转60deg，角度检测值θdet阶跃地变化，因此，在与实际角度θreal之间产生误差。角度检测误差δθ(＝θreal-θdet)在角度检测值θdet阶跃地变化的周期即阶跃变化周期中周期性地变动。

流过三相绕组的电流基于角度检测值θdet来控制，因此，由于角度检测误差δθ的周期性的变动，三相绕组的电流产生周期性的控制误差，电动机2的输出转矩产生周期性的变动。因此，希望通过推定角度检测误差δθ并补偿角度检测误差δθ的影响，来抑制周期性的转矩变动。

首先，对用于推定角度检测误差δθ的逻辑式的导出进行说明。如图5和式(1)所示，若产生角度检测误差δθ，则实际的q轴电流iqreal成为对q轴的电流指令值iqref乘以角度检测误差δθ的余弦值后得到的值。由此，若产生角度检测误差δθ，则实际的q轴的电流iqreal相对于q轴的电流指令值iqref仅余弦值降低，且输出转矩与q轴的电流iqreal大致成比例，因此输出转矩降低。

[数学式1]

另一方面，在因角度检测误差δθ而导致的输出转矩的变动频率比利用电流指令运算部54控制输出转矩的反馈控制系统的截止频率要低的情况下，即使产生转矩变动，输出转矩也追随目标转矩。即，电流指令运算部54使q轴的电流指令值iqref增加，以补偿相当于因角度检测误差δθ而导致的输出转矩的下降量，因此，实际的q轴电流iqreal可视为恒定。因此，由于可将实际的q轴电流iqreal的微分值视为0，因而可从式(1)的关系得到式(2)。另外，式(2)之所以成立的理由也在于，在角度检测值θdet未变化的区间内，负载转矩可视为恒定。即，这是由于q轴的电流指令值iqref的变化可视为仅因角度检测误差δθ而引起并产生。

[数学式2]

若对式(2)的第2边的微分运算进行展开整理，并将角度检测误差的余弦值cosδθ替换为角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*，则得到式(3)。

[数学式3]

另外，因角度检测误差δθ而导致的输出转矩的变动频率成为角度检测值θdet阶跃地变化的阶跃变化周期的倒数即阶跃变化频率。由此，在角度检测值θdet的阶跃变化频率比输出转矩的反馈控制系统的截止频率要低的情况下，式(3)表示如下情况：角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*可以基于q轴的电流指令值iqref与q轴的电流指令值iqref的微分值的比率来推定。

根据式(3)，如式(4)所示，在q轴的电流指令值iqref的微分值为正值，且q轴电流指令值iqref增加的情况下，角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的微分值为负值，因此，可知使角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*减少、使角度检测误差的推定值δθ*的绝对值增加即可。另一方面，在q轴的电流指令值iqref的微分值为负值，且q轴电流指令值iqref减少的情况下，角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的微分值为正值，因此，可知使角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*增加、使角度检测误差的推定值δθ*的绝对值减少即可。

[数学式4]

此外，根据式(3)可知，构成为角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*可以仅基于q轴的电流指令值iqref来推定，无需转速的状态、电动机2的参数。

＜角度误差校正部56的角度检测误差的推定＞

因此，在角度检测值θdet阶跃地变化的阶跃变化周期的倒数即阶跃变化频率比控制电动机2的输出转矩的反馈控制系统的截止频率要低的情况下，角度误差校正部56基于电流指令值，来推定与角度检测值θdet相对于实际角度θreal的误差即角度检测误差δθ相关的角度误差相关值。角度误差校正部56使角度误差相关值的推定值变化，以使得角度检测误差δθ的绝对值相对于电流指令值的增加而增加，并使得角度检测误差δθ的绝对值相对于电流指令值的减少而减少。

本实施方式中，角度误差校正部56基于q轴的电流指令值iqref作为电流指令值，来推定角度检测误差的余弦值cosδθ，以作为角度误差相关值。角度误差校正部56在电动机2的转速比预先设定的推定允许转速要低的情况下，推定角度误差相关值。推定允许转速对应于阶跃变化频率与反馈控制系统的截止频率相等的转速来预先设定。

角度误差校正部56基于q轴的电流指令值iqref与q轴的电流指令值iqref的微分值的比率，来计算角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*。

本实施方式中，如用框线图来表示式(3)的图6所示，角度误差校正部56利用微分器70计算q轴的电流指令值iqref的微分值，利用增益乘法器71对微分值乘以-1，利用除法器72将对微分值乘以-1后得到的值除以q轴的电流指令值iqref来计算比率，利用乘法器73计算对比率乘以角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的反馈值而得到的值，并利用积分器74计算对乘法器73的计算值进行积分后得到的值，以作为角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*。

另外，在图6中构成为使用积分器74，但也可以构成为对式(3)进行变形来使用微分器。此外，式(3)、图6用连续系统的形式来表现，但在安装于软件的情况下，也可以利用后向差分等离散化方法来离散地表现微分器70和积分器74。

在角度检测值θdet阶跃地变化的定时，实际角度θreal与角度检测值θdet的关系唯一确定，角度检测值θdet成为预先设定的角度，因此，角度检测误差δθ也成为预先设定的角度，且角度检测误差的余弦值cosδθ也成为预先设定的值。因此，角度误差校正部56在角度检测值阶跃地变化的定时，将角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*重置为预先设定的初始值。本实施方式中，如图4所示，在角度检测值θdet阶跃地变化的定时，角度检测误差δθ为-30deg，角度检测误差的余弦值cosδθ为0.866，因此，初始值预先设定为0.866。在构成为图6那样的情况下，在角度检测值θdet阶跃地变化的定时，积分器74的积分值被重置为初始值(0.866)。

此外，在角度传感器12的输出信号存在时间延迟等、角度检测值θdet阶跃地变化的定时，有时实际角度θreal与角度检测值θdet的关系不唯一确定。该情况下，角度误差校正部56可以在以角度检测值θdet阶跃地变化的定时为基准的定时，将角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*重置为预先设定的初始值。例如，角度误差校正部56在从角度检测值θdet阶跃地变化的定时起经过了预先设定的待机时间的定时，将角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*重置为初始值。

此外，由于角度传感器12的检测分辨率等的影响，在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻的实际角度θreal与角度检测值θdet之间的角度检测误差δθ0按每个阶跃变化的角度而不同的情况下，每当角度检测值θdet阶跃变化时，与阶跃变化的角度对应的角度检测误差δθ0的余弦值cosδθ0被设定为初始值。

＜基于角度误差校正部56的推定值的校正＞

虽然利用电流指令计算部54的输出转矩的反馈控制来操作q轴的电流指令值iqref，以补偿因角度检测误差δθ而导致的转矩下降，但反馈控制的扰动抑制性能存在极限，仅凭反馈控制无法充分地抑制因角度检测误差δθ而引起的转矩变动。

因此，角度误差校正部56基于角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*来校正q轴的电流指令值iqref。根据该结构，基于与角度检测误差相关的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*，前馈式地校正q轴的电流指令值iqref，因此，能提高因角度检测误差δθ而引起的转矩变动的抑制效果。

根据式(1)，实际的q轴的电流iqreal相对于q轴的电流指令值iqref降低了相当于乘以角度检测误差的余弦值cosδθ后的量，因此，可知为了对降低进行补偿，可以将q轴的电流指令值iqref除以角度检测误差的余弦值cosδθ来校正。由此，如图6、式(5)所示，角度误差校正部56利用除法器75，计算对q轴的电流指令值iqref乘以角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的倒数来作为校正系数而得到的值，以作为校正后的q轴的电流指令值iqrefc。另外，电流控制部55基于校正后的q轴的电流指令值iqrefc来进行电流反馈控制。

[数学式5]

另外，角度误差校正部56可以构成为参照预先设定有角度检测误差的余弦值cosδθ与校正系数的关系的表格数据，来计算与角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*对应的校正系数，并对q轴的电流指令值iqref乘以校正系数，来计算校正后的q轴的电流指令值iqrefc。

＜角度误差校正部56所得到的转矩变动的抑制效果＞

对角度误差校正部56所得到的转矩变动的抑制效果进行说明。图7是未进行q轴的电流指令值iqref的校正的比较例所涉及的时序图，图8是进行了q轴的电流指令值iqref的校正的本实施方式所涉及的时序图。通过进行q轴的电流指令值iqref的校正，从而能大幅降低转矩变动。

图9示出了各转速下的q轴的电流指令值iqref的校正所带来的转矩变动的降低效果。“降低效果＝(无校正时的转矩变动-有校正时的转矩变动)/无校正时的转矩变动×100％”。由此，示出了如下情况：降低效果越高，则相对于q轴的电流指令值iqref无校正时的转矩变动，有校正时的转矩变动越下降。随着转速的增加，q轴的电流值iqref的校正所带来的转矩变动的降低效果下降。可以认为其原因在于，随着转速的增加，角度检测值θdet的阶跃变化频率增加，当接近输出转矩的反馈控制系统的截止频率时，作为角度检测误差的余弦值cosδθ的推定原理的式(2)难以成立，角度检测误差的余弦值cosδθ的推定精度变差。

由此，如图9的示例所示，推定允许转速预先设定为推定精度变差、转矩变动的降低效果变差的对应于截止频率的转速，在转速比推定允许转速要低的情况下，角度误差校正部56推定角度检测误差的余弦值cosδθ*，并基于角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*，来校正q轴的电流指令值iqref。

或者，角度误差校正部56也可以省略判定转速是否比推定允许转速要低的处理，并构成为在任意转速下均推定角度检测误差的余弦值cosδθ*，基于角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*，来校正q轴的电流指令值iqref。其原因在于，即使采用这种结构，在转速比对应于截止频率的推定允许转速要高的情况下，角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*也大致为1，角度误差校正部56的功能实质上停止。

以下对该原理进行说明。在阶跃变化频率比反馈控制系统的截止频率要高的情况下，在电流指令值中不容易出现因角度检测误差而导致的变动。这是由于随着转速的增加，因角度检测误差而引起的转矩变动的频率增加，因此，转矩变动在转子的转轴处衰减，输出转矩的检测值中不容易出现转矩变动。在推定原理中，在电流指令值没有变动的状态下，角度误差相关值即角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*为1，基于角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的、q轴的电流指令值iqref的校正不起作用。

实施方式2.

接着，对实施方式2所涉及的电动机控制装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的基本结构与实施方式1相同，但角度误差校正部56的处理基于离散系统的公式推导来构成这点与实施方式1不同。

若利用向后差分使连续系统的式(2)的微分运算离散化，则得到式(6)。这里，δt是运算周期，n表示是第n个运算周期的值。

[数学式6]

若对式(6)的第2边进行展开整理，并将角度检测误差的余弦值cosδθ替换为角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*，则得到式(7)。

[数学式7]

根据式(7)，如式(8)所示，在q轴的电流指令值iqref增加的情况下，iqref(n-1)/iqref(n)小于1，因此可知使本次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n)比上次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n-1)减少、并使角度检测误差的推定值δθ*的绝对值增加即可。另一方面，在q轴的电流指令值iqref减少的情况下，iqref(n-1)/iqref(n)大于1，因此可知使本次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n)比上次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n-1)增加、并使角度检测误差的推定值δθ*的绝对值减少即可。

[数学式8]

此外，根据式(7)可知，构成为角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*可以仅基于q轴的电流指令值iqref来推定，无需转速的状态、电动机2的参数。

与实施方式1同样地，在角度检测值θdet的阶跃变化频率比控制电动机2的输出转矩的反馈控制系统的截止频率要低的情况下，角度误差校正部56基于q轴的电流指令值iqref来推定角度检测误差的余弦值cosδθ*。角度误差校正部56使角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*变化，以使得角度检测误差δθ的绝对值相对于q轴的电流指令值iqref的增加而增加，并使得角度检测误差δθ的绝对值相对于电流指令值的减少而减少。

本实施方式中，角度误差校正部56基于上次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n-1)与本次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n)的比率，来计算角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*。

本实施方式中，如用框线图来表示式(7)的图10所示，角度误差校正部56利用使所输入的本次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n)延迟1运算周期来输出的延迟器81来计算上次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n-1)，并利用除法器82将上次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n-1)除以本次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n)来计算比率。角度误差校正部56利用使所输入的本次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n)延迟1运算周期来输出的延迟器84来计算上次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n-1)，并利用乘法器83计算对比率乘以上次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n-1)后得到的值，以作为本次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n)。

另外，图10的框图基于利用向后差分使微分运算离散化并导出而得到的式(7)来设计，但也可以基于利用双线性变换使微分运算离散化并导出而得到的公式来设计。

角度误差校正部56在角度检测值θdet阶跃地变化的定时，将存储于延迟器84的上次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n-1)重置为初始值(例如，0.866)，并从延迟器84输出初始值。

与实施方式1同样地，角度误差校正部56利用除法器85来计算将本次运算周期的q轴的电流指令值iqref(n)除以本次运算周期的角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*(n)后得到的值，以作为本次运算周期的校正后的q轴的电流指令值iqrefc(n)。然后，电流控制部55基于校正后的q轴的电流指令值iqrefc来进行电流反馈控制。

实施方式3.

接着，对实施方式3所涉及的电动机控制装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的基本结构与实施方式1相同，但如图11所示，在以下这点上与与实施方式1不同：角度误差校正部56构成为基于角度误差相关值的推定值来校正角度检测值θdet，而不校正电流指令值。

本实施方式中，角度误差校正部56基于角度误差相关值的推定值来计算角度检测误差的推定值δθ*，并对角度检测值θdet加上或减去角度检测误差的推定值δθ*来校正角度检测值θdet。

具体而言，如式(9)所示，角度误差校正部56计算角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的反余弦值来作为角度检测误差的推定值δθ*，并计算对角度检测值θdet加上或减去角度检测误差的推定值δθ*后得到的值，以作为校正后的角度检测值θdetc。

[数学式9]

本实施方式中，角度检测误差δθ在-30deg至+30deg之间变化。然而，角度检测误差δθ的正负的信息并不表现在角度检测误差的余弦值中。如图4所示，在角度检测误差的余弦值cosδθ增加的情况下，角度检测误差δθ为负值，在角度检测误差的余弦值cosδθ减少的情况下，角度检测误差δθ为正值。由此，如式(10)所示，角度误差校正部56在角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*增加时计算负值的角度检测误差的推定值δθ*，并计算从角度检测值θdet中减去角度检测误差的推定值δθ*后得到的值，以作为校正后的角度检测值θdetc。另一方面，角度误差校正部56在角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*减少时计算正值的角度检测误差的推定值δθ*，并计算对角度检测值θdet加上角度检测误差的推定值δθ*后得到的值，以作为校正后的角度检测值θdetc。

[数学式10]

或者，如图12所示，可以构成为相比于图4的情况，使角度检测值θdet偏移-30deg，以使得角度检测误差δθ以0deg至+60deg之间的正值变化，角度误差校正部56始终计算正值的角度检测误差的推定值δθ*，并计算对角度检测值θdet加上角度检测误差的推定值δθ*后得到的值，以作为校正后的角度检测值θdetc。

该情况下，在角度检测误差δθ阶跃地变化时，角度检测误差δθ为0，角度误差校正部56在角度检测值θdet阶跃地变化的定时，将角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*重置为1。

然后，电流控制部55基于校正后的角度检测值θdetc来进行电流反馈控制。具体而言，电流坐标转换部64基于校正后的角度检测值θdetc进行三相两相转换和旋转坐标转换，电压坐标转换部62基于校正后的角度检测值θdetc进行固定坐标转换和两相三相转换。

实施方式4.

接着，对实施方式4所涉及的电动机控制装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的基本结构与实施方式1相同，但在以下这点上与与实施方式1不同：角度误差校正部56构成为基于对角度误差相关值乘以调整增益后得到的值来校正电流指令值或角度检测值θdet。

首先，在理论上将实施方式1和2中所说明的、通过将q轴的电流指令值iqref除以角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*来校正q轴的电流指令值iqref的方法所带来的转矩变动的降低率导出。

本实施方式中，如图12所示，考虑如下情况：使角度检测值θdet偏移-30deg，且在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻角度检测误差δθ为0。在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻，实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref一致。因此，若将角度检测值θdet阶跃地变化后的时刻的实际的q轴电流设为iqreal0，则q轴的电流指令值iqref与阶跃变化时刻的实际的q轴电流iqreal0之间的关系可用式(11)来表现，角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*可以用式(12)来推定。

[数学式11]

iqref×cosδθ*＝iqreal0(11)

[数学式12]

此外，对q轴的电流指令值iqref乘以角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的倒数而计算出的校正后的q轴的电流指令值iqrefc成为式(13)。

[数学式13]

根据式(12)和式(13)，若消去q轴的电流指令值iqref来整理，则角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*可以用式(14)来表现。

[数学式14]

此外，实际的q轴的电流iqreal可以使用实际的角度检测误差的余弦值cosδθ通过式(15)来表现，在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻成为式(16)。

[数学式15]

iqreal＝iqrefc×cosδθ(15)

[数学式16]

iqreal0＝iqrefc×cosδθ(16)

根据式(16)，角度检测误差的余弦值cosδθ可以用式(17)来表现。

[数学式17]

根据式(14)、式(17)，角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*与实际的角度检测误差的余弦值cosδθ成为式(18)的关系。

[数学式18]

如上所述，根据式(13)、式(18)，校正后的q轴的电流指令值iqrefc可以使用实际的角度检测误差的余弦值cosδθ通过式(19)来表现。

[数学式19]

接着，导出角度误差校正部56所带来的转矩变动的降低率。首先，考虑不通过角度误差校正部56进行q轴的电流指令值iqref的校正的情况。在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻，角度检测误差δθ为0，实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref一致。另一方面，在角度检测误差δθ为最大值δθmax的条件下，实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref用式(20)的关系来表现。

[数学式20]

iqreal＝iqref×cosδθmax(20)

因此，在不进行q轴的电流指令值iqref的校正的情况下，从角度检测值θdet阶跃地变化的时刻到角度检测误差δθ为最大而产生的实际的q轴的电流的变动δiqreal可以用式(21)来表现。另外，q轴的电流的变动与转矩变动大致成比例。

[数学式21]

δiqreal＝iqref-iqref×cosδθmax＝iqref×(1-cosδθmax)(21)

接着，考虑使用式(13)来校正q轴的电流指令值iqref的情况。在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻，与不校正q轴的电流值iqref的情况同样地，实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref一致。另一方面，在角度检测误差δθ为最大值δθmax的条件下，若使用式(19)，则实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref之间的关系成为式(22)。

[数学式22]

因此，在进行q轴的电流指令值iqref的校正的情况下，实际的q轴的电流的变动δiqreal成为式(23)。

[数学式23]

如上所述，根据式(21)、式(23)，q轴的电流指令值iqref有校正的情况相对于无校正的情况的实际的q轴的电流的变动δθiqreal的降低率riq成为式(24)，q轴的电流的变动的降低率riq相当于转矩变动的降低率。

[数学式24]

本实施方式中，角度检测误差的最大值δθmax为60deg，根据式(24)，q轴的电流的变动的降低率riq为58.6％。因此，在使用了式(13)的q轴的电流指令值iqref的校正中，转矩变动的降低存在极限。

为了使转矩变动的降低率进一步提高，需要使q轴的电流指令值iqref的校正量增加。另一方面，在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻，角度检测误差δθ为0，实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref一致，因此，需要将与q轴的电流指令值iqref相乘的校正系数α设为1。

因此，为了满足这些条件，在本实施方式中，如式(25)所示，角度误差校正部56将如下值作为校正系数α来计算，即：对从角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的倒数中减去1而得到的值乘以调整增益k，并对由此得到的值加上1。然而，如式(26)所示，角度误差校正部56对q轴的电流指令值iqref乘以校正系数α，来计算校正后的q轴的电流指令值iqrefc。

[数学式25]

[数学式26]

iqrefc＝α×iqref(26)

在式(25)中，k为调整增益，k＝1时，与实施方式1中所说明的式(5)的校正相等。此外，在角度检测误差δθ＝0的情况下，成为校正系数α＝1，而并不依赖于k的值，因此可知满足了所需的条件。

另外，角度误差校正部56可以构成为参照将调整增益k考虑在内而预先设定有角度检测误差的余弦值cosδθ与校正系数α的关系的表格数据，来计算与角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*对应的校正系数α，并对q轴的电流指令值iqref乘以校正系数α，来计算校正后的q轴的电流指令值iqrefc。

图13中示出了针对从0deg变化到+60deg的角度检测误差的推定值δθ*的校正系数α。调整增益k＝1时校正系数α的最大值为2，但通过设为调整增益k＝2从而能使校正系数α的最大值增加到3。

接着，导出转矩变动相对于调整增益k的降低率。在式(14)中，若将校正系数1/cosδθ*替换为式(25)，则成为式(27)。若进一步对cosδθ*求解式(27)，则成为式(28)。

[数学式27]

[数学式28]

这里，若利用式(17)的关系，则式(28)可以用式(29)来表现。

[数学式29]

因此，使用式(25)进行校正后的q轴的电流指令值iqref成为式(30)。

[数学式30]

接着，计算使用了式(25)的校正系数α的情况下的转矩变动的降低率。根据式(30)，在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻，实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref一致。另一方面，在角度检测误差δθ为最大值δθmax的条件下，实际的q轴的电流iqreal与q轴的电流指令值iqref的关系成为式(31)。

[数学式31]

如上所述，通过式(25)、式(26)校正后的q轴的电流的变动的降低率riq(转矩变动的降低率)能根据式(21)及式(31)用式(32)来计算。

[数学式32]

图14示出δθmax＝60deg的情况下的、转矩变动相对于用式(32)计算出的调整增益k的降低率。根据计算结果，转矩变动的降低率随着调整增益k的增加而增加，与不进行校正的k＝0相比较，可知在k＝1时能将转矩变动抑制到58.6％为止、在k＝2时能将转矩变动抑制到43.8％为止。

图15示出调整增益k＝2的情况下的时序图。相对于与调整增益k＝1相当的图8的转矩变动，通过设为调整增益k＝2从而能进一步抑制转矩变动，能确认导入了调整增益k的校正方法的有效性。另外，如图15的情况那样，即使在角度检测值θdet阶跃地变化的时刻、角度检测误差δθ为-30deg的情况下，也能通过本实施方式所涉及的调整增益k的乘法，来提高转矩变动的降低率。

另外，如实施方式3那样，角度误差校正部56可以构成为计算角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的反余弦值，对反余弦值乘以调整增益k，并计算将由此得到的值与角度检测值θdet相加、或从角度检测值θdet中减去由此得到的值后而得到的值，来作为校正后的角度检测值θdetc。即使采用这种结构，也能提高转矩变动的降低率。

如上所述，角度误差校正部56构成为基于对角度误差相关值乘以调整增益k而得到的值，来校正电流指令值或角度检测值θdet，因此，能适当地增加针对角度误差相关值的电流指令值的校正量，能提高因角度检测误差而引起的转矩变动的抑制效果。

实施方式5.

接着，对实施方式5所涉及的电动机控制装置1进行说明。对与上述实施方式4相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的基本结构与实施方式4相同，但在以下这点上与与实施方式4不同：角度误差校正部56构成为使调整增益k变化，以使得电流指令值或角度检测值的校正量随着转子的转速的增加而降低。

另外，根据转子的转轴的频率特性，在转子的转轴中传递的转矩变动随着转速的增加而减少。这是由于随着转速的增加，因角度检测误差而引起的转矩变动的频率增加，转矩变动在转子的转轴处衰减，难以传递至转矩传感器13的安装位置。由此，不论电流指令值有无校正，在转子的转轴中传递的转矩变动均随着转速的增加而降低，因此，使转矩变动降低的必要性下降。

另一方面，角度误差校正部56所进行的电流指令值的校正相当于使电流指令值根据角度检测误差而增加，因此，若使调整增益k变得过高，则转矩检测值中所包含的噪声分量放大，容易产生噪声、振动。因此，通过使调整增益k随着转速的增加而降低，从而能抑制使转矩变动降低的必要性较低的转速区域中的噪声、振动的产生。

因此，本实施方式中，如图16所示，角度误差校正部56使调整增益k随着转子的转速的增加而降低。例如，角度误差校正部56参照预先设定有转子的转速与调整增益k的关系的表格数据或函数，来计算与当前转子的转速对应的调整增益k。

此外，转速越低，则角度检测值θdet阶跃地变化的周期越增大。在角度检测值θdet不变化的期间，转速的计算值未被更新，因此，越是低速则实际的转速与转速的计算值的误差越是增大。另一方面，在实际的转速较低的条件下，转子的转轴中的转矩变动的衰减效果并不充分，因此需要将调整增益k设定为较高的值。

因此，角度误差校正部56在转速比预先设定的下限转速要低的情况下将调整增益k设为恒定值，以使得调整增益k不过度增加。通过将调整增益k设为恒定值，从而在转速的计算值的误差增加的低速旋转状态下，也能抑制转速的计算值的误差对调整增益k的设定造成影响。

另外，如实施方式3那样，角度误差校正部56可以构成为计算角度检测误差的余弦值的推定值cosδθ*的反余弦值，对反余弦值乘以调整增益k，并计算将由此得到的值与角度检测值θdet相加、或从角度检测值θdet中减去由此得到的值后而得到的值，来作为校正后的角度检测值θdetc。该情况下，角度误差校正部56使调整增益k随着转子的转速的增加而降低即可。

因此，在使转矩变动降低的必要性较高的低转速时，能使电流指令值或角度检测值的校正量变大来提高转矩变动的抑制效果，在使转矩变动降低的必要性较低的高转速时，能使电流指令值或角度检测值的校正量变小来抑制因校正而产生噪声、振动。

实施方式6.

接着，对实施方式6所涉及的电动机控制装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的基本结构与实施方式1相同，但在以下这点上与实施方式1不同：旋转状态检测部53检测电动机2的转速以作为旋转状态，电流指令计算部54基于转速的检测值来计算电流指令值。

具有要求使电动机2的转速接近目标转速的用途。本实施方式中，电流指令计算部54进行使电流指令值变化的反馈控制，以使得转速的检测值接近目标转速。使用pid控制等各种反馈控制。作为电流指令值，电流指令计算部54至少计算q轴的电流指令值iqref。

实施方式7.

接着，对实施方式7所涉及的电动机控制装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的基本结构与实施方式1相同，但除了与实施方式1相同的角度传感器12以外，还具备角度检测分辨率比角度传感器12要高的主系统的角度传感器15，电动机控制装置1的各部分也随之与实施方式1不同。图17示出本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的简要结构图。

主系统的角度传感器15是角度检测间隔比角度传感器12更窄的高分辨率的角度传感器。例如，使用旋转变压器来作为主系统的角度传感器15。

电动机控制装置1具备判定主系统的角度传感器15和角度传感器12的异常或正常的异常判定部57。异常判定部57基于各角度传感器的输出信号来判定各角度传感器的异常或正常。

在由异常判定部57判定为主系统的角度传感器15为正常的情况下，角度检测部51基于主系统的角度传感器15的输出信号来检测角度θdet和转速，在由异常判定部57判定为主系统的角度传感器15为异常的情况下，角度检测部51基于角度传感器12的输出信号来检测角度θdet和转速。由此，在主系统的角度传感器15为正常的情况下，电流控制部55基于由主系统的角度传感器15检测出的角度检测值θdet来控制电流。另一方面，在主系统的角度传感器15为异常的情况下，电流控制部55基于由角度传感器12检测出的角度检测值θdet来控制电流。

由于主系统的角度传感器15的角度检测分辨率较高，因此，在使用主系统的角度传感器15的情况下，角度检测误差较小，因而构成为不像实施方式1那样，利用角度误差校正部56来校正电流指令值或角度检测值。即，在由异常判定部57判定为主系统的角度传感器15正常的情况下，不执行角度误差校正部56的处理，电流控制部55基于未校正的电流指令值或角度检测值θdet来控制电流。另一方面，在由异常判定部57判定为主系统的角度传感器15异常的情况下，与实施方式1同样地，执行角度误差校正部56的处理，电流控制部55基于校正后的电流指令值或角度检测值来控制电流。

实施方式8.

接着，对实施方式8所涉及的电动机控制装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的电动机控制装置1和电动机2的基本结构与实施方式1相同，但如图18所示，在电动机控制装置1和电动机2用于电动助力转向装置这点上与实施方式1不同。

电动助力转向装置包括电动机2、控制电动机2的电动机控制装置1、以及将电动机2的驱动力传递至车辆的转向装置(助力转向装置)的驱动力传递机构107。本实施方式中，电动助力转向装置包括：由驾驶员操作的方向盘105；将驾驶员的方向盘操作传递至车轮的转向轴106；安装于转向轴106、并检测驾驶员的转向转矩的转向转矩传感器104；以及将电动机2的驱动转矩传递至转向轴106的蜗杆机构等驱动力传递机构107。

本实施方式中，旋转状态检测部53基于转向转矩传感器104的输出信号，来检测驾驶员的转向转矩以作为旋转状态。电流指令计算部54基于作为旋转状态的驾驶员的转向转矩的检测值，来计算电流指令值。电流指令计算部54计算与转向转矩的检测值成比例的q轴的电流指令值iqref，以使得用电动机2的输出转矩来辅助驾驶员的转向转矩。

电动助力转向装置中，在电动机2的输出转矩因角度检测误差而降低的情况下，驾驶员的转向转矩增大，转向转矩的检测值增加。该情况下，电流指令计算部54使q轴的电流指令值iqref增加以补偿相当于输出转矩的下降量，因此，能利用实施方式1中所说明的原理来推定角度检测误差的余弦值。

电动助力转向装置中，电动机2中产生的转矩变动经由方向盘105传递到驾驶员，因此要求转矩变动较小。然而，为了降低电动助力转向装置的成本，有时使用霍尔传感器等角度检测分辨率较低的廉价的角度传感器12，该情况下，产生因角度检测误差而引起的转矩变动。因此，如实施方式1中所说明的那样，通过由角度误差校正部56校正电流指令值或角度检测值来抑制因角度检测误差而引起的转矩变动，从而能满足电动助力转向中所要求的转矩变动的基准。

或者，如图19所示，实施方式7中所说明的电动机控制装置1和电动机2也可以用于电动助力转向装置。即，除了与实施方式1相同的角度传感器12以外，还具备角度检测分辨率比角度传感器12要高的主系统的角度传感器15，电动机控制装置1的各部分也随之与实施方式7同样地构成。该情况下，电动助力转向装置的结构也与上述结构相同，电流指令计算部54基于作为旋转状态的驾驶员的转向转矩的检测值来计算电流指令值。

另外，本发明可以在其发明范围内对各实施方式进行自由组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

标号说明

1电动机控制装置，

10逆变器，

2电动机，

51角度检测部，

52电流检测部，

53旋转状态检测部，

54电流指令计算部，

55电流控制部，

56角度误差校正部，

k调整增益，

θdet角度检测值，

δθ角度检测误差，

δθ*角度检测误差的推定值，

cosδθ*角度检测误差的余弦值的推定值。