一种消除死区效应的SVPWM控制方法、系统及装置与流程

本发明涉及电力电子与电力传动领域，特别涉及一种消除死区效应的svpwm控制方法、系统及装置。

背景技术：

二极管钳位型(neutralpointclamped，npc)三电平拓扑非常适合于中压大功率工业变流传动领域，例如电力机车牵引、海上风电、冶金轧机、矿井提升机、船舶推进器等领域，结合现有商用高压大功率半导体器件(如igbt，igct，tegt等)可实现变流器的高耐压、强过流性能。空间矢量脉宽调制(spacevectorpwm，svpwm)因其直流电压利用率高、在大范围调制比内具有良好性能等优势在中压大功率变流场合得到广泛的研究和应用。

npc三电平变流器单相拓扑如图1a所示，其中s1、s2、s3、s4均为全控型开关器件，每一个开关器件都反并联一个续流二极管(d1～d4)，d5、d6为箝位二极管，直流侧电容c1＝c2，电容电压值均为udc/2，变流器输出电流为i0。由于实际应用开关器件并非理想器件，都存在一定的开通时间和关断时间，为避免桥臂直通导致直流侧电容短路及器件损坏，必须在同一桥臂的互补脉冲触发信号中设置大于器件开通和关断延时的死区时间，记为td，如图1b，以输出正电平为例，g0为理想输出脉冲，其中g0>0输出正电平电压，g0＝0输出零电平电压，g0<0输出负电平电压，g1～g4分别为s1～s4的驱动脉冲，其中高电平表示器件开通，低电平表示器件关断，g1与g3互补，g2与g4互补。高压大功率igbt，igct等器件的开通和关断时间较长，死区时间必然相应的增大，通常可达30μs以上。由于死区存在，开关器件无法以理想方式开关，使输出的电压偏离，导致输出电压畸变，输出电压电流的谐波含量较多，造成对负载或供电网的冲击，例如使电机的转矩发生剧烈波动甚至损坏、输出电流总的谐波畸变率(thd，totalharmonicdistortion)不满足国际或国内并网标准等，宽死区的影响更甚。

因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是目前本领域技术人员需要解决的问题。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种能够消除死区效应的svpwm控制方法、系统及装置。其具体方案如下：

一种消除死区效应的svpwm控制方法，应用于npc多电平变流器，包括：

获取用于合成目标电压矢量的三个分矢量；

根据七段式调制波生成方式，确定三个所述分矢量的作用时间比例及其对应的开关状态，然后根据所述作用时间比例和所述开关状态，得到三相中每一相的初始比较值；

根据所述三相中每一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正对应相的初始比较值，得到对应相的修正比较值；其中，所述预设修正量根据所述三角载波的周期、所述三角载波的峰值和死区时间获得；

对所述三相中每一相的修正比较值与所述三角载波均进行比较，得到对应的比较结果；根据所述每一相的比较结果对该相进行逻辑处理，产生对应的svpwm脉冲。

优选的，所述三角载波的斜率包括第一斜率和第二斜率，所述第一斜率的符号为正或负，所述第二斜率与所述第一斜率的符号相反；根据所述三相中任一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正该相的初始比较值，得到该相的修正比较值的过程，包括：

当该相的电流方向为正，将该相的初始比较值与所述第一斜率的方向修正量相加，得到所述三角载波的斜率为所述第一斜率时该相的修正比较值，将该相的初始比较值作为所述三角载波的斜率为所述第二斜率时该相的修正比较值；

当该相的电流方向为负，将该相的初始比较值与所述第二斜率的方向修正量相加，得到所述三角载波的斜率为所述第二斜率时该相的修正比较值，将该相的初始比较值作为所述三角载波的斜率为所述第一斜率时的修正比较值；

其中，所述方向修正量为：绝对值为所述预设修正量，符号与对应的所述第一斜率或所述第二斜率的符号相反的修正量。

优选的，所述预设修正量为：

二倍的死区时间与所述三角载波的周期的比值与所述三角载波的峰值相乘后得到的数值。

优选的，修正所述三相中任一相的初始比较值，得到该相的修正比较值之前，还包括：

判断该相的电流是否满足修正条件；其中，所述修正条件为该相的电流瞬间值的绝对值大于该相的电流阈值；

如果是，启动所述修正所述三相中任一相的初始比较值，得到该相的修正比较值的动作。

优选的，所述三相的任一相的电流阈值为通过查询补偿曲线得到的、对应该相的电流有效值的电流数值。

优选的，所述补偿曲线为所述电流阈值随着电流有效值的增大而呈衰减趋势的衰减曲线。

优选的，所述衰减曲线由衰减关系式得到，其中，所述衰减关系式为：

其中，所述衰减关系式中h为所述电流阈值，irms为所述电流有效值，h1和h2分别为第一阈值和第二阈值，且h1＞h2，i1和i2分别为第一电流和第二电流。

优选的，所述npc多电平变流器为npc三电平变流器。

相应的，本发明还公开了一种消除死区效应的svpwm控制系统，应用于npc多电平变流器，包括：

分矢量获取模块，用于获取用于合成目标电压矢量的三个分矢量；

比较值获取模块，用于根据七段式调制波生成方式，确定三个所述分矢量的作用时间比例及其对应的生成开关状态，然后得到三相中每一相的初始比较值；

修正模块，用于根据所述三相中每一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正对应相的初始比较值，得到对应相的修正比较值；其中，所述预设修正量根据所述三角载波的周期、所述三角载波的峰值和死区时间获得；

脉冲生成模块，用于对所述三相中每一相的修正比较值与所述三角载波均进行比较，得到对应的比较结果，然后根据所述每一相的比较结果对该相进行逻辑处理，产生svpwm脉冲。

相应的，本发明还公开了一种消除死区效应的svpwm控制装置，包括：

存储器，用于存储计算机程序；

处理器，用于执行所述计算机程序时实现如上文任一项所述消除死区效应的svpwm控制方法的步骤。

本发明公开了一种消除死区效应的svpwm控制方法，应用于npc多电平变流器，包括：获取用于合成目标电压矢量的三个分矢量；根据七段式调制波生成方式，确定三个所述分矢量的作用时间比例及其对应的开关状态，然后根据所述作用时间比例和所述开关状态，得到三相中每一相的初始比较值；根据所述三相中每一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正对应相的初始比较值，得到对应相的修正比较值；其中，所述预设修正量根据所述三角载波的周期、所述三角载波的峰值和死区时间获得；对所述三相中每一相的修正比较值与所述三角载波均进行比较，得到对应的比较结果；根据所述每一相的比较结果对该相进行逻辑处理，产生对应的svpwm脉冲。本发明预先考虑了变流器的死区时间，利用与死区时间相关的预设修正量，对每一相的初始比较值进行修正，得到修正比较值，根据修正比较值进行逻辑处理后得到的svpwm脉冲刚好考虑了状态转换中动作的开关器件的死区时间长度，消除了上述开关器件客观存在的硬件死区时间的影响，使上述开关器件能够正好在理想时间开关，从而获得较为理想的正弦波输出电压，输出电流总的谐波畸变明显减少，避免了对负载或供电网的冲击。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1a为背景技术中npc三电平变流器单相拓扑图；

图1b为背景技术中npc三电平变流器单相驱动脉冲示意图；

图2为本发明实施例中一种消除死区效应的svpwm控制方法的步骤流程图；

图3为本发明实施例中npc三电平变流器输出电平空间矢量示意图；

图4为本发明实施例中ⅰ区中子区域分布示意图；

图5为本发明实施例中开关状态与桥臂输出状态的对应关系图；

图6为本发明实施例中基于单载波比较的七段式svpwm脉冲示意图；

图7为本发明实施例中对任一相的初始比较值进行修正的比较示意图；

图8为本发明实施例中三相npc三电平并网变流器电路拓扑图；

图9a为本发明实施例中半实物仿真模型未消除死区效应的输出电流波形；

图9b为本发明实施例中半实物仿真模型消除死区效应后的输出电流波形；

图10为本发明实施例中一种具体的衰减曲线图；

图11为本发明实施例中一种消除死区效应的svpwm控制系统的结构分布图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例公开了一种消除死区效应的svpwm控制方法，应用于npc多电平变流器，参见图2所示，包括：

步骤s1：获取用于合成目标电压矢量的三个分矢量；

步骤s2：根据七段式调制波生成方式，确定三个所述分矢量的作用时间比例及其对应的开关状态，然后根据所述作用时间比例和所述开关状态，得到三相中每一相的初始比较值；

步骤s3：根据所述三相中每一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正对应相的初始比较值，得到对应相的修正比较值；其中，所述预设修正量根据所述三角载波的周期、所述三角载波的峰值和死区时间获得；

步骤s4：对所述三相中每一相的修正比较值与所述三角载波均进行比较，得到对应的比较结果；根据所述每一项的比较结果对该相进行逻辑处理，产生svpwm脉冲。

其中，npc多电平变流器一般为两电平变流器或三电平变流器，当然更多电平的变流器也可以使用本实施例中的svpwm控制方法。本实施例中以npc三电平变流器为例，进行svpwm控制方法的具体解释。

三相npc三电平变流器由三个半桥组成，每个半桥的输出电平由p、o、n三种状态。如图3所示，npc三电平变流器的开关组合得到27个开关状态矢量，和对应的19个由带箭头实现表示的不同的输出电压矢量，其中有一些开关状态矢量对应同一个输出电压矢量。在采用svpwm调制方式时，根据对应的输出电压矢量的幅值将27个开关状态矢量分为四类：零矢量、小矢量、中矢量、大矢量，其具体的对应关系如下表所示：

步骤s1所述电压合成矢量为输出的三相交流电压的矢量和，一般将这三相的交流电压矢量通过clark变换从abc坐标系变换到图3所示的αβ坐标系中，最后求矢量和得到旋转的一个平面矢量，也即电压合成矢量，图3中以vref表示。

在图3中，根据abc三相矢量方向将平面矢量vref可能经过的区域分为六个大三角区，以ⅰ至ⅵ标号。进一步还可以将每个大三角区分为四个子区域，例如将ⅰ区为例，将其分为1、2、3、4区，参见图4所示。

可以理解的是，用于合成目标电压矢量为具体到大三角区的子区域，上述提到的三个分矢量即指的是电压合成矢量对应的子区域的三个顶点对应的输出电压矢量。图3与图4中电压合成矢量vref相同，以图中vref为例，其所在区域为4区，对应的输出电压矢量分别为u1(x1,y1)、u2(x2,y2)和u3(x3,y3)。

三相npc两电平变流器的空间矢量示意图与图3类似，其他多电平变流器也可按规律推导，此处不再赘述。

实际上，步骤s2为七段式调制波生成的常用手段，下面以图4中vref进行计算。

步骤s2中，三个所述分矢量的作用时间比例遵循三个分矢量分别与对应的作用时间比例之和相乘后等于电压合成矢量，也即遵循以下公式：

其中，k1、k2、k3分别为对应三个分矢量u1、u2和u3的作用时间比例。

步骤s2中的开关状态为从三个分矢量对应的开关状态矢量中选择的四个开关状态矢量。被选择的四个开关状态矢量在排序后应满足以下条件：

第一个开关状态矢量与第四个开关状态矢量对应同一分矢量；

相邻的开关状态矢量只有一个半桥的状态变化。

如果vref落在2区或4区，三个分矢量恰好对应四个开关状态矢量作为所求的开关状态即可；如果vref落在1区或3区，两个电压小矢量都各自对应了两个开关状态矢量，因此需要去除其中一个开关状态矢量。此时需要将该子区域根据图4虚线再次分为1-0、1-1、3-0和3-1四个小区，规定去除所在子区域中距离vref较远的分矢量对应的一个开关状态矢量，以避免在生成pwm波形时产生很窄的脉冲尖峰。具体的，如果电压合成矢量vref落在3-1小区，选择的开关状态为poo、pon、oon、onn，忽略3-0小区的ppo。其他子区域采用相同的规则。图4中电压合成矢量vref落在4区，获得的开关状态为oon、pon、ppn、ppo。

参见图5所示，将所述开关状态排序后翻倍并对称排列，由于中间ppo开关状态等效于一个开关状态，因此可以看到一个周期内有7个不同的状态矢量，这就是所谓的七段式调制波生成方式。sa、sb和sc即为三相半桥每个桥臂的输出状态，p状态为高电平1，o状态为中间电平0，n状态为低电平-1。四个开关状态各自占用的时间分别为t1、t2、t3和t4，根据以下公式计算：

其中，t0为周期。

七段式svpwm脉冲的生成基于单载波比较的方式实现，一般取单路三角载波作为三角载波，周期为周期t0，峰值为u0。实际应用中的三角载波一般采用连续增减计数模式，记ud为三角载波的增减标志：ud＝1时三角载波处于增计数阶段，计数值从0开始，每个计数周期tclk计数值增加uclk，增加到三角载波峰值u0后置ud＝0，此后三角载波处于减计数阶段，每个计数周期tclk计数值减少uclk，减到0后再置ud＝1，作增计数……，如此周期性重复。可以看出，三角载波中存在以下关系式：

可以理解的是，三角载波的增减计数模式与三角载波的斜率对应，当三角载波处于增计数阶段，斜率的符号为正，当三角载波处于减计数阶段，斜率的符号为负。

例如图6所示的三角载波ut；依然以图4的电压合成矢量为例，根据以下公式计算三相中每一相的初始比较值：

其中，ua、ub和uc分别为三相的初始比较值。

当然，考虑到初始比较值与作用时间比例之间的对应关系，可以直接按以下公式计算：

最后得到三相中每一相的初始比较值。

在现有技术中，没有步骤s3中的修正比较值，直接利用每一相的初始比较值与三角载波进行比较，产生理想脉冲。然而，当理想脉冲应用在实际的变流器中时，由于实际的器件在开关时存在死区时间td，器件无法按照理想状态进行开关，从而导致输出电压偏离，输出电压畸变。

本实施例在步骤s3中，对初始比较值进行了修正，与原来初始比较值与三角载波的时间交点相比，修正比较值与三角载波的时间交点提前了td。从而最后产生的svpwm脉冲比理想脉冲提前死区时间td，应用在实际的变流器中时，恰好抵消了状态转换中相关的开关器件在动作时延迟的死区时间td，相当于对死区进行补偿，从而相关的开关器件正好能在理想的时间点开关，获得较为理想的正弦波形。

具体的，在步骤s4中，根据每一相的比较结果对该相进行逻辑处理的过程包括：

当该相输出电平在o-n之间切换，且该相的修正比较值小于等于三角载波ut，赋值[g1,g2]＝[0,0]；

当该相输出电平在o-n之间切换且该相的修正比较值大于三角载波ut，或当该相输出电平在o-p之间切换且该相的修正比较值小于等于三角载波ut，赋值[g1,g2]＝[0,1]；

当该相输出电平在o-p之间切换，且该相的修正比较值大于三角载波ut，赋值[g1,g2]＝[1,1]；

对上述情况中的[g1,g2]取反后得到对应的[g3,g4]的取值。

具体的，逻辑处理的各类情况最后得到的[g1,g2,g3,g4]取值如下表所示，其中ui'为三相中任一相的修正比较值。

可以理解的是，本实施例只介绍了三电平变流器的逻辑处理过程，但是其他电平变流器的逻辑处理方法与本方法类似，此处不再赘述。

本发明公开了一种消除死区效应的svpwm控制方法，应用于npc多电平变流器，包括：获取用于合成目标电压矢量的三个分矢量；根据七段式调制波生成方式，确定三个所述分矢量的作用时间比例及其对应的开关状态，然后根据所述作用时间比例和所述开关状态，得到三相中每一相的初始比较值；根据所述三相中每一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正对应相的初始比较值，得到对应相的修正比较值；其中，所述预设修正量根据所述三角载波的周期、所述三角载波的峰值和死区时间获得；对所述三相中每一相的修正比较值与所述三角载波均进行比较，得到对应的比较结果；根据所述每一相的比较结果对该相进行逻辑处理，产生对应的svpwm脉冲。本发明预先考虑了变流器的死区时间，利用与死区时间相关的预设修正量，对每一相的初始比较值进行修正，得到修正比较值，根据修正比较值进行逻辑处理后得到的svpwm脉冲刚好考虑了状态转换中动作的开关器件的死区时间长度，消除了上述开关器件客观存在的硬件死区时间的影响，使上述开关器件能够正好在理想时间开关，从而获得较为理想的正弦波输出电压，输出电流总的谐波畸变明显减少，避免了对负载或供电网的冲击。

本发明实施例公开了一种具体的消除死区效应的svpwm控制方法，相对于上一实施例，本实施例对技术方案作了进一步的说明和优化。

其中，所述三角载波的斜率包括第一斜率和第二斜率，所述第一斜率的符号为正或负，所述第二斜率与所述第一斜率的符号相反；

可以理解的是，这里的第一斜率和第二斜率对应上一实施例中的增减计数模式，当三角载波处于增计数阶段，斜率的符号为正，当三角载波处于减计数阶段，斜率的符号为负。

具体的，根据所述三相中任一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正该相的初始比较值，得到该相的修正比较值的过程，包括：

当该相的电流方向为正，将该相的初始比较值与所述第一斜率的方向修正量相加，得到所述三角载波的斜率为所述第一斜率时该相的修正比较值，将该相的初始比较值作为所述三角载波的斜率为所述第二斜率时该相的修正比较值；

当该相的电流方向为负，将该相的初始比较值与所述第二斜率的方向修正量相加，得到所述三角载波的斜率为所述第二斜率时该相的修正比较值，将该相的初始比较值作为所述三角载波的斜率为所述第一斜率时的修正比较值；

其中，所述方向修正量为：绝对值为所述预设修正量，符号与对应的所述第一斜率或所述第二斜率的符号相反的修正量。

以图7为例，设第一斜率为负，第二斜率为正，任一相的初始比较值为ui，修正比较值为ui'，预设修正量为δu。相应的，三角载波在第一斜率时的方向修正量为+δu，在第二斜率时的方向修正量为-δu。当该相的电流方向为正，三角载波的斜率为第一斜率时该相的修正比较值ui'＝ui+δu，三角载波的斜率为第二斜率时该相的修正比较值ui'＝ui；当该相的电流方向为负，三角载波的斜率为第一斜率时该相的修正比较值ui'＝ui，三角载波的斜率为第二斜率时该相的修正比较值为ui'＝ui-δu。

具体的，可以由图7中斜率得出，为了达到提前td的目的，所述预设修正量为二倍的死区时间与所述周期的比值与所述三角载波的峰值相乘后得到的数值，也即δu＝2td/t0·u0。

在应用本发明实施例时，各半桥的状态切换时的动作元件均提前td动作，具体的：当该相电流为正，在电平o-p的切换过程中将g1开通时刻提前td，电平n-o的切换过程中将g2开通时刻提前td；当该相电流为负，在电平p-o的切换过程中将g1关断时刻提前td，电平n-o的切换过程中将g2关断时刻提前td。具体到半桥上的各个元件的开关动作由svpwm脉冲决定，此处不再进行详述。

为验证本实施例的优越性，搭建基于图1a所示npc三电平模块的三相并网变流器的半实物仿真模型，参见图8所示。该仿真模型采用lcl滤波器对输出电流进行滤波，电网额定电压us＝3kv，基波频率f0＝50hz，变流器直流侧电压udc＝5kv，ioa,b,c为三相变流器输出电流，iga,b,c为滤波后并网电流。设置延时导通死区时间td＝50μs，应用本实施例的svpwm控制方法，给定指令并控制变流器向电网输出额定有效值为1250a的有功电流。图9为基于dspace仿真器半实物仿真的npc三电平变流器消除死区效应前后的输出电流波形，图9a为未消除死区效应，图9b为消除死区效应后。如下表为fft(fastfouriertransformation，快速傅里叶变换)频谱分析结果，可以看出应用本实施例的svpwm控制方法，输出电流总的谐波畸变率由5.16％减小到2.28％，且主要次数的谐波含量均有所降低，证明了本发明方法的有效性、优越性。

本发明实施例公开了一种具体的消除死区效应的svpwm控制方法，相对于上一实施例，本实施例对技术方案作了进一步的说明和优化。具体的：

修正所述三相中任一相的初始比较值，得到该相的修正比较值之前，还包括：

判断该相的电流是否满足修正条件；其中，所述修正条件为该相的电流瞬间值的绝对值大于该相的电流阈值；

如果是，启动所述修正所述三相中任一相的初始比较值，得到盖向德修正比较值的动作。

本实施例是考虑到空载或轻载时变流器输出电流过零点的不规则性，在空载或轻载条件下不消除死区效应，以防由于死区电流过零点方向判断偏差而导致消除误差甚至消除过度。因此只有当电流瞬时值的绝对值大于一定电流阈值时再消除死区效应。

可以理解的是，所述三相的任一相的电流阈值为通过查询补偿曲线得到的、对应该相的电流有效值的电流数值。

具体的，所述补偿曲线为所述电流阈值随着电流有效值的增大而呈衰减趋势的衰减曲线。

进一步的，所述衰减曲线由衰减关系式得到，其中，所述衰减关系式可以为：

其中，所述衰减关系式中h为所述电流阈值，irms为所述电流有效值，h1和h2分别为第一阈值和第二阈值，且h1＞h2，ir1和ir2分别为第一电流和第二电流。

可以理解的是，上述衰减曲线还可以由其他的关系式来进行表达，但该衰减曲线的本质不变，始终为ir1和ir2区间内线性衰减、超出ir1和ir2则保持恒定的关系。

上述衰减关系时表示的衰减曲线可以参见图10，其中，h1、h2、ir1和ir2的选择主要考虑消除死区效应的效果以及系统额定电流等级，是根据实际工况确定的。

相应的，本发明实施例还公开了一种消除死区效应的svpwm控制系统，应用于npc多电平变流器，参见图11所示，包括：

分矢量获取模块01，用于获取用于合成目标电压矢量的三个分矢量；

比较值获取模块02，用于根据七段式调制波生成方式，确定三个所述分矢量的作用时间比例及其对应的生成开关状态，然后得到三相中每一相的初始比较值；

修正模块03，用于根据所述三相中每一相的电流方向和三角载波的斜率，利用预设修正量，修正对应相的初始比较值，得到对应相的修正比较值；其中，所述预设修正量根据所述三角载波的周期、所述三角载波的峰值和死区时间获得；

脉冲生成模块04，用于对所述三相中每一相的修正比较值与所述三角载波均进行比较，得到对应的比较结果，然后根据所述每一相的比较结果对该相进行逻辑处理，产生svpwm脉冲。

相应的，本发明实施例还公开了一种消除死区效应的svpwm控制装置，包括：

存储器，用于存储计算机程序；

处理器，用于执行所述计算机程序时实现如上文任一项所述消除死区效应的svpwm控制方法的步骤。

其中，本发明实施例中消除死区效应的svpwm控制装置的具体细节可以参照上述实施例中消除死区效应的svpwm控制方法的详细叙述。

相应的，本发明实施例中消除死区效应的svpwm控制装置具有与消除死区效应的svpwm控制方法相同的有益效果。

最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上对本发明所提供的一种消除死区效应的svpwm控制方法、系统及装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。