一种基于三电平逆变技术的三相大功率不间断电源的制作方法

本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种不间断电源。

背景技术：

不间断电源(ups)是一种外部非常重要的应急供电设备。在输入市电发生中断时，ups可以持续一段时间供电给办公电脑等其他的设备，使我们能够有充分的时间去进行应对；同时在市电发生异常时，ups还可以对市电进行有效的净化。同时，不间断电源作为一种电力电子装置，具有不用维护的储蓄能量设备和自动控制式的逆变电路，还具有模拟电路和数字电路。随着社会的发展，ups在工厂、公司，甚至是家庭等各个领域得到了广泛的应用，ups的重要性将会得到日益的提高。

按互联网数据中心的统计数据，因为电源的问题造成电脑等设备的故障，这个比例约占百分之45左右。另外，电源还有电压瞬变过高、输入断电、电压纹波过大等各样问题。同时在中国，大城市、中等城市和小城市或者村镇平均断电的次数分别为0.5次每月、2次每月和4次每月。从上面可以看出，为了解决供电不稳定的问题，配置一台ups给外部设备，这是非常重要的。另外，对于高端的通讯设备和高端的网络设备，这些都是不能允许有断电的情况发生的；特别是在网络中心，是以服务器为重要部分来运行的，这样ups就显得更加重要了。不管是普通的电脑还是昂贵的电脑，在用过一段时间后，电脑中的文件数据就会显得非常有价值，所以为了预防文件数据的意外消失而配置一台不间断电源是非常有必要的。

现有的不间断电源大多基于两电平逆变系统，对于这种不间断电源，输出的谐波电流畸变度在非线性rcd输出满载下一般为7％,而ups整机系统工作效率最高只能达到89％，工作效率不高。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是：现有的不间断电源工作效率不高。

本发明解决其技术问题的解决方案是：一种基于三电平逆变技术的三相大功率不间断电源，包括：整流模块，升压模块，逆变器模块，dsp控制器；

所述整流模块包括：第一、第二光耦隔离电路，开关管vt1、vt2，第一、第二滤波电路，所述第一、第二光耦隔离电路的控制端分别与dsp控制器的gpio口连接，所述第一光耦隔离电路的输出端与开关管vt1的控制端连接，所述第二光耦隔离电路的输出端与开关管vt2的控制端连接，所述开关管vt1、vt2的一端分别连接市电，所述开关管vt1、vt2的另一端分别连接升压模块的输入端，所述第一滤波电路与开关管vt1并接，所述第二滤波电路与开关管vt2并接，所述第一、第二光耦隔离电路的拓扑结构相同；

所述升压模块包括：第一、第二boost型fpc软开关电路，所述第一、第二boost型fpc软开关电路的输入端分别连接整流模块的输出端，所述第一、第二boost型fpc软开关电路的输出端分别连接逆变器模块的输入端，所述第一、第二boost型fpc软开关电路的控制端分别连接dsp控制器的gpio口，所述第一、第二boost型fpc软开关电路的拓扑结构相同；

所述逆变器模块包括：包括：第一、第二、第三、第四开关模块，钳位二极管d671、d672，电感l671，负载电路，所述第一、第二、第三、第四开关模块串接，所述第一开关模块的输入端与升压模块的一输出端连接，所述第四开关模块的输出端与升压模块的另一输出端连接，所述第一、第二、第三、第四开关模块的控制端分别与dsp控制器的gpio口连接，所述钳位二极管d671的负极分别与第一开关模块的输出端，第二开关模块的输入端连接，所述钳位二极管d672的正极分别与第三开关模块的输出端，第四开关模块的输入端连接，所述钳位二极管d671的正极，钳位二极管d672的负极分别对地连接，所述电感l671的一端分别与第二开关模块的输出端，第三开关模块的输入端连接，所述电感l671的另一端与负载电路的一端连接，所述负载电路的另一端对地连接，所述第一、第二、第三、第四开关模块的拓扑结构相同。

进一步，第一光耦隔离电路包括：二极管d21，电容c21、c22、c23，电阻r21、r22、r23、r24、r25，光电耦合器u21，三极管q21，所述二极管d21的正极连接+15v电源，所述二极管d21的负极分别与电容c21、c22的一端，电阻r21的一端，三极管q21的发射极连接，所述三极管q21的集电极分别与电容c23的一端，电阻r25的一端，开关管vt1的控制端连接，所述电阻r22的一端与+12v电源连接，所述电阻r22的另一端分别与电阻r23的一端，光电耦合器u21的阳极连接，所述光电耦合器u21的阴极分别与电阻r23的另一端，dsp控制器的gpio口连接，所述光电耦合器u21的集电极与三极管q21的基极连接，所述光电耦合器u21的发射极与电阻r24的一端连接，所述电容c21、c22、c23的另一端，电阻r21、r25的另一端分别对地连接。

进一步，第一boost型fpc软开关电路包括：电感l31、l32、l33，电容c31、c32、c33、c34、c35、c36，电阻r31、r32、r33、r34，二极管d31、d32、d33、d34、d35、d36、d37，功率管ig31，所述电感l31的一端与整流模块的输出端连接，所述电感l31的另一端分别与二极管d31、d32的正极，电感l32、l33的一端，电容c31、c32的一端连接，所述电容c31、c32的另一端分别与二极管d33的正极，二极管d34的负极连接，所述二极管d34的正极分别与电容c33、c34的一端，二极管d35的负极连接，所述二极管d35的正极分别二极管d36的负极，电感l32、l33的另一端，功率管ig31的源极连接，所述功率管ig31的栅极分别与电阻r31、r32、r33的一端连接，所述电阻r31的另一端与二极管d37的正极连接，所述电阻r32的另一端与二极管d37的负极连接，所述二极管d37的正极与dsp控制器的gpio口连接，所述二极管d33的负极分别与电容c35、c36的一端，电阻r34的一端，二极管d31、d32的负极，逆变器模块的输入端连接，所述电阻r33、r34的另一端，功率管ig31的漏极，电容c33、c34、c35、c36的另一端分别与中性点连接。

进一步，第一开关模块包括：电感l71、l72、l73，电阻r71，电容c71，二极管d71、d72、d73，功率开关管q71，所述电感l71的一端作为第一开关模块的一控制端与dsp控制器的gpio口连接，所述电感l71的另一端分别与二极管d71的负极，电感l72的一端连接，所述电感l72的另一端分别与二极管d71的正极，功率开关管q71的基极，电阻r71的一端连接，所述功率开关管q71的集电极，二极管d72的负极，二极管d73的正极，电感l73的一端分别并接，并接点作为第一开关模块的输入端与升压模块的一输出端连接，所述电感l73的另一端分别与二极管d73的负极，电容c71的一端连接，所述电阻r71的另一端，功率开关管q71的发射极，二极管d72的正极，电容c71的另一端并接在一起，其并接点作为第一开关模块的输出端与第二开关模块的输入端连接，第一开关模块的输出端同时作为第一开关模块的另一控制端与dsp控制器的gpio口连接。

进一步，所述负载电路包括并接的电容c72和电阻r72。

本发明的有益效果是：本发明创造的不间断电源在各性能指标均优于现有不间断电源，特别是，其中的工作效率高达93％，比现有不间断电源的89％高出很多。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单说明。显然，所描述的附图只是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例，本领域的技术人员在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他设计方案和附图。

图1是本发明创造的不间断电源各模块之间的连接关系示意图；

图2是整流模块的连接框图；

图3是整流模块的电路连接示意图；

图4是升压模块的连接框图；

图5是升压模块的电路连接示意图；

图6是逆变器模块的连接框图；

图7是逆变器模块的电路连接示意图；

图8功率开关管接收的pwm控制信号原理图；

图9是正弦调制波信号和三角载波信号的对照图。

具体实施方式

以下将结合实施例和附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果进行清楚、完整地描述，以充分地理解本发明的目的、特征和效果。显然，所描述的实施例只是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例，基于本发明的实施例，本领域的技术人员在不付出创造性劳动的前提下所获得的其他实施例，均属于本发明保护的范围。另外，文中所提到的所有联接/连接关系，并非单指构件直接相接，而是指可根据具体实施情况，通过添加或减少联接辅件，来组成更优的联接结构。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。

实施例1，参考图1，一种基于三电平逆变技术的三相大功率不间断电源，包括：整流模块1，升压模块2，逆变器模块3，dsp控制器4；所述dsp控制器4分别与整流模块1、升压模块2、逆变器模块3连接，所述整流模块1的输入端连接市电，所述整流模块1的输出端与升压模块2的输入端连接，所述升压模块2的输出端与逆变器模块3的输出端连接，所述逆变器模块3的输出端连接用户负载，从而输出用户所需要的正弦波。其中，所述dsp控制器4为tms320f28335芯片。

参考图2和图3，所述整流模块1包括：第一、第二光耦隔离电路21、22，开关管vt1、vt2，第一、第二滤波电路23、24，所述第一、第二光耦隔离电路21、22的控制端分别与dsp控制器4的gpio口signal1、signal2连接，所述第一光耦隔离电路21的输出端与开关管vt1的控制端连接，所述第二光耦隔离电路22的输出端与开关管vt2的控制端连接，所述开关管vt1、vt2的一端分别连接市电，所述开关管vt1、vt2的另一端分别连接升压模块2的输入端+in、-in，所述第一滤波电路23与开关管vt1并接，所述第二滤波电路24与开关管vt2并接，所述第一、第二光耦隔离电路21、22的拓扑结构相同，所述第一光耦隔离电路21包括：二极管d21，电容c21、c22、c23，电阻r21、r22、r23、r24、r25，光电耦合器u21，三极管q21，所述二极管d21的正极连接+15v电源，所述二极管d21的负极分别与电容c21、c22的一端，电阻r21的一端，三极管q21的发射极连接，所述三极管q21的集电极分别与电容c23的一端，电阻r25的一端，开关管vt1的控制端连接，所述电阻r22的一端与+12v电源连接，所述电阻r22的另一端分别与电阻r23的一端，光电耦合器u21的阳极连接，所述光电耦合器u21的阴极分别与电阻r23的另一端，dsp控制器4的gpio口signal1连接，所述光电耦合器u21的集电极与三极管q21的基极连接，所述光电耦合器u21的发射极与电阻r24的一端连接，所述电容c21、c22、c23的另一端，电阻r21、r25的另一端分别对地连接。所述第一、第二滤波电路23、24的拓扑结构相同，所述第一滤波电路23包括：串接的电阻r26和电容c24。所述开关管vt1、vt2均为晶闸管。

整流模块1工作时，光电耦合器u21的阴极接收dsp控制器4的gpio口signal1发出的控制信号，当控制信号为低电平时，光电耦合器u21的原边二极管被导通，光电耦合器u21副边的三极管导通，三极管q21的门极电位因拉低被导通，﹢15v电源的电压输出到开关管vt1的门极,开关管vt1在市电为正半周时被导通；输出正半周波形，该正半周波形通过第一滤波电路23滤波形成直流电输入升压模块2的输入端+in中。对于市电的负半周的整流滤波，则通过第二光耦隔离电路22，开关管vt2，第二滤波电路完成，其工作原理与正半周的整流滤波相同，这里就不详细介绍了。

参考图4、图5，整流模块1转换后的直流电输入到升压模块2的输入端中，所述升压模块2包括：第一、第二boost型fpc软开关电路41、42，所述第一、第二boost型fpc软开关电路41、42的输入端分别连接整流模块1的输出端+in、-in，所述第一、第二boost型fpc软开关电路41、42的输出端分别连接逆变器模块3的输入端+bus、-bus，所述第一、第二boost型fpc软开关电路41、42的控制端分别连接dsp控制器4的gpio口pwm1、pwm2，所述第一、第二boost型fpc软开关电路41、42的拓扑结构相同，所述第一boost型fpc软开关电路41包括：电感l31、l32、l33，电容c31、c32、c33、c34、c35、c36，电阻r31、r32、r33、r34，二极管d31、d32、d33、d34、d35、d36、d37，功率管ig31，所述电感l31的一端与整流模块1的输出端+in连接，所述电感l31的另一端分别与二极管d31、d32的正极，电感l32、l33的一端，电容c31、c32的一端连接，所述电容c31、c32的另一端分别与二极管d33的正极，二极管d34的负极连接，所述二极管d34的正极分别与电容c33、c34的一端，二极管d35的负极连接，所述二极管d35的正极分别二极管d36的负极，电感l32、l33的另一端，功率管ig31的源极连接，所述功率管ig31的栅极分别与电阻r31、r32、r33的一端连接，所述电阻r31的另一端与二极管d37的正极连接，所述电阻r32的另一端与二极管d37的负极连接，所述二极管d37的正极与dsp控制器4的gpio口pwm1连接，所述二极管d33的负极分别与电容c35、c36的一端，电阻r34的一端，二极管d31、d32的负极，逆变器模块3的输入端+bus连接，所述电阻r33、r34的另一端，功率管ig31的漏极，电容c33、c34、c35、c36的另一端分别与中性点n连接。所述电容c35的容值为1000uf，所述电容c36的容值为10uf。通过一大一小两种电容的组合，可减少升压模块2输出的谐波。

由于第一、第二boost型fpc软开关电路41、42的工作原理相同，下面以第一boost型fpc软开关电路41的工作原理进行描述。

所述电感l31，二极管d31、d32，功率管ig31，电容c35、c36，电阻r34形成典型的boost型升压结构，所述dsp控制器4的gpio口pwm1口产生pwm波，该pwm波作用到功率管ig31上，当功率管ig31被导通时，整流模块1的输出端+in对电感l31进行充电，充电过程中流经电感l31的电流一般稳定在定值；以此同时，电容c35、c36供电给电阻r34，形成输出电压，输出电压输送到逆变器模块3的输入端+bus，完成升压过程。

下面为第一boost型fpc软开关电路41的pfc软开关过程：

(1)当ig31导通时，由于l32和l333的存在，ig31零电压开通。电感l32和电感l33中电流增长，分两个部分：

第一部分：电感l32和电感l33的分流，在电感l32和电感l33导通时，二极管d31和二极管d32左侧的电压很高。此时电感l32和电感l33励磁，电流上升。

第二部分：由于电容c31和电容c32两端电压接近0，当电容c31和电容c32左侧电压降低时，电容c33和电容c34通过二极管d34，电容c31和电容c32，电感l32和电感l33进行放电，电容c33和电感c34中的能量转移到电容c31、c32，电感l32、l33中。

在这个过程中，电容c31、c32充电，电感l32、l33蓄能，当电感l32、l33电流达到流经电感l31的值时，二极管d31、d32的电流降到0，实现软关断。

(2)当igbt1关断时，电感l32、l33的能量对电容c33、c34充电，电感l31对电容c31、c32放电。电容c31、c32的能量被挤入逆变器模块3的输入端+bus。当电容c31、c32的电压接近0时，二极管d31、d32导通。电容c33、c34的能量在下次功率管ig31导通时，转到电容c31、c32和电感l32、l33。通过上述简单的pfc软开关完成功率因数校正。

参考图6和图7，所述逆变器模块3包括：第一、第二、第三、第四开关模块61、62、64、65，钳位二极管d671、d672，电感l671，负载电路66，所述第一、第二、第三、第四开关模块61、62、64、65串接，所述第一开关模块61的输入端与升压模块2的一输出端+bus连接，所述第四开关模块65的输出端与升压模块2的另一输出端-bus连接，所述第一、第二、第三、第四开关模块61、62、64、65的控制端分别与dsp控制器4的gpio口p1.0、p1.1、p1.2、p1.3、p1.4、p1.5、p1.6、p1.7连接，dsp控制器4的gpio口p1.0、p1.1、p1.2、p1.3、p1.4、p1.5、p1.6、p1.7产生pwm波以控制第一、第二、第三、第四开关模块61、62、64、65，所述钳位二极管d671的负极分别与第一开关模块61的输出端，第二开关模块62的输入端连接，所述钳位二极管d672的正极分别与第三开关模块64的输出端，第四开关模块65的输入端连接，所述钳位二极管d671的正极，钳位二极管d672的负极分别对地连接，所述电感l671的一端分别与第二开关模块62的输出端，第三开关模块64的输入端连接，所述电感l671的另一端与负载电路66的一端连接，所述负载电路66的另一端对地连接，所述第一、第二、第三、第四开关模块61、62、64、65的拓扑结构相同，所述第一开关模块61包括：电感l71、l72、l73，电阻r71，电容c71，二极管d71、d72、d73，功率开关管q71，所述电感l71的一端作为第一开关模块61的一控制端与dsp控制器4的gpio口p1.0连接，所述电感l71的另一端分别与二极管d71的负极，电感l72的一端连接，所述电感l72的另一端分别与二极管d71的正极，功率开关管q71的基极，电阻r71的一端连接，所述功率开关管q71的集电极，二极管d72的负极，二极管d73的正极，电感l73的一端分别并接，并接点作为第一开关模块61的输入端与升压模块2的一输出端+bus连接，所述电感l73的另一端分别与二极管d73的负极，电容c71的一端连接，所述电阻r71的另一端，功率开关管q71的发射极，二极管d72的正极，电容c71的另一端并接在一起，其并接点作为第一开关模块61的输出端与第二开关模块62的输入端连接，第一开关模块61的输出端同时作为第一开关模块61的另一控制端与dsp控制器4的gpio口p1.1连接。作为优化，所述负载电路66包括并接的电容c72和电阻r72。所述电容c72的一端，电阻r72的一端分别与电感l671的另一端连接，所述电容c72的另一端，电阻r72的另一端分别与地连接。

所述第一、第二、第三、第四开关模块61、62、64、65，钳位二极管d671、d672，电感l671，负载电路66构成三电平逆变结构。

升压模块2的输出端+bus、-bus输入的电压幅值为1/2vin，功率开关管q71、q72、q73、q74，钳位二极管d671、d672，输出的滤波电感为电感l671，滤波电容为电容c72，对应流经它们的电流分别为il和ic，负载的电流是iload；电感l671两端的电压差为uo；电容c72两端的电压差为ua。

可以得到三电平逆变器的数学模型为：

四个功率开关管q71、q72、q73、q74接收到的pwm控制信号的原理图如图8所示：

输出电压正半周内：功率开关管q72常导通，功率开关管q74常关断，功率开关管q71和q73互补导通；

输出电压负半周内：功率开关管q73常导通，功率开关管q71常关断，功率开关管q72和q74互补导通。

参考图9，四个功率开关管的pwm控制信号都是由一个标准的正弦调制波和一个三角载波相比较后产生，以输出电压正半周期为例，任取其中一个载波周期信号进行分析。

输出电压正半周期内：功率开关管q72常被导通，功率开关管q74常被关断，功率开关管q71和功率开关管q73轮流被导通。设d是功率开关管q71工作时的占空比,ts是三角波载波的工作周期。在ts内，vm是正弦波调制波的平均值。对于正弦波调制波与三角波载波，当前者平均值大于后者的平均值时,dsp控制器4就送出高电平控制信号到功率开关管q71进行控制其被导通；相反,当前者平均值小于后者的平均值时,dsp控制器4送出低电平控制信号到功率开关管q71进行控制其被关断。由相似三角形的性质得到下面数学表达式：

即：

由式(2.9)所示,电压vt和周期ts一直为稳定值,正弦波调制波的平均值vm随着功率开关管q71的导通占空比d变化而变化,若d变小，vm也随着变小，逆变电路输出电压也变小；相反,若d变大,vm也随着变大，逆变电路输出电压也变大。所以通过dsp控制器4发送不同的控制信号到功率开关管q71控制其导通占空比d,最后就可以得到我们所想要的正弦波电压。

现分析一下所述三电平逆变结构的基本工作过程：

(1)当来自升压模块2的一输出端+bus的电压在正半周时，其电压ua>0，功率开关管q71常被导通，功率开关管q74常被关断：

①当流经电感l671的电流il>0时，功率开关管q71导通，功率开关管q73关断，则电感l671的电流il先后流过、功率开关管q71、q72，电感l671，电容c72；

此时电路方程为：

由于且电感l671是恒定值,因此电流il会变大,设功率开关管q71的开关周期为ts，其工作占空比为d,则功率开关管q71的被导通时间为dt＝ts*d,则在开通时间内,电流il的上升值为：

功率开关管q71关断，功率开关管q73导通；

此时电路方程为：

由式(2.12)所示，因为ua>0,因此il会变小。设功率开关管q73与功率开关管q71轮流被导通,功率开关管q71的导通占空比为d,则功率开关管q73的导通占空比为1-d,功率开关管q73的导通时间dt＝(1-d)*ts,在功率开关管q73导通时间内,电流il下降值为：

②当电流il<0时，功率开关管q71导通，功率开关管q73关断；

此时电路方程为：

由于且电感l671是恒定值,因此il会变小。设功率开关管q71的开关工作周期是ts,工作占空比是d,那么功率开关管q71被导通的时间是dt＝d*ts,则在功率开关管q71开通时间内,电流il的下降值为：

功率开关管q71关断，功率开关管q73导通；

此时电路方程为：

因为ua>0,因此il会变小,功率开关管q73与功率开关管q71轮流被导通,功率开关管q71的导通占空比为d,则功率开关管q73的导通占空比为1-d,功率开关管q73的导通时间dt＝(1-d)*ts,在功率开关管q73导通时间内,电流il下降值为：

(2)当输出电压负半周，其电压ua<0，功率开关管q73常被导通，功率开关管q71常被关断：

①当电流il>0时，功率开关管q74导通，功率开关管q72关断；

此时电路方程为：

由于且电感l671是恒定值,il会变小,设功率开关管q72的开关工作周期是ts，工作占空比是d,功率开关管q72和功率开关管q74轮流被导通，则功率开关管q74被导通的时间为dt＝(1-d)*ts,则在功率开关管q74开通时间内,电流il的下降值为：

功率开关管q74关断，功率开关管q72导通；

此时电路方程为：

因为ua<0,因此il会变小,设d是功率开关管q72的工作占空比,功率开关管q72的导通时间dt＝d*ts,在功率开关管q72导通时间内,电流il上升值为：

②当电流il<0时，功率开关管q74导通，功率开关管q72关断；

此时电路方程为：

由于且电感l671是恒定值,il会变小,设ts是功率开关管q72开关工作周期,d是功率开关管q72工作占空比,功率开关管q72与功率开关管q74轮流被导通，则功率开关管q74被导通时间是dt＝(1-d)*ts,则在功率开关管q74开通时间内,电流il的下降值为：

功率开关管q74关断，功率开关管q72导通；

此时电路方程为：

因为ua<0,因此电流il会变小,设d是功率开关管q72的工作占空比,则功率开关管q72的导通时间dt＝d*ts,在功率开关管q72导通时间内,电流il下降值为：

上述为整个三电平逆变器工作过程，包括了(ua>0,il>0)、(ua>0,il<0)、(ua<0,il>0)、(ua<0,il<0)这四种逆变情况。

对本发明创造的不间断电源进行上线测试，得到其输出性能指标与测试结果的关系表，如下表1所示。

表1

从表1可知，本发明创造各性能指标均优于现有不间断电源，特别是，其中的工作效率高达93％，比现有不间断电源的89％高出很多。

以上对本发明的较佳实施方式进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做出种种的等同变型或替换，这些等同的变型或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。