一种具有自适应调节的PWM开关电源控制电路及方法与流程

本发明涉及微电子技术领域，尤其涉及一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路及方法。

背景技术：

快速充电开关电源是一种越来越受欢迎的电源设备，在很多快速充电应用中都会要求开关电源具有多种输出电压，根据接收和发送的握手协议信号自动调节输出电压到目标值。这些应用要求初级控制电路，即控制初级功率开关管的导通和关断，具有在不同输出电压条件下性能和转换效率最佳，传统的初级pwm控制电路一般不具有检测系统输出电压并对其做出内部控制调整。这种做法存在的明显不足在于：电源工程师设计系统方案时很难同时兼顾不同输出电压下系统效率、环路响应性能等，造成系统效率降低及大量的外围调试工作。

如何解决上述技术问题为本发明面临的课题。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路及方法，且工作模式、工作频率和环路增益等均可以根据检测信号自动调节，而检测信号可以对应输出是低压环境还是高压环境，自适应调节可以使得系统在不同输出电压、不同负载下的转换效率达到最佳，环路控制更加稳定，从而大幅地节省了电源工程师的调试时间。

本发明是通过如下措施实现的：一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路，其中，包括输入交流电的整流电路、连接于所述整流电路输出端的驱动电路，连接在所述驱动电路输出端的输出滤波电路，以及连接在所述输出滤波电路和所述驱动电路之间的反馈电路：

所述整流电路包括用于将输入交流电源整流为直流电的整流桥br1，连接在所述整流桥br1的其中一桥臂输出端的输入电容c1；一般地，可能还包含一些满足电磁干扰指标所需要的滤波器件。

所述驱动电路包括变压器t1、功率开关管m1、控制电路、启动电阻r1、电压检测电阻rdet、电流采样电阻r4、供电二极管d1和供电电容c2；根据设计方案的不同所述驱动电路可能还包括其他滤波和满足电磁干扰指标的元件。

所述输出滤波电路包括输出整流二极管d2、输出电容c3，所述输出整流二极管d2连接在所述变压器t1的次级侧绕组和所述输出电容c3之间；

所述反馈电路包括限流电阻r5、光耦、协议芯片，所述限流电阻r5一端连接在所述输出电容c3的正端，所述限流电阻r5另一端连接光耦输入的一端，所述光耦输入的另一端连接协议芯片输入的一端，所述光耦的输出的一端连接控制电路；根据设计方案的不同所述反馈电路可能还包括其他元件。

作为本发明提供的一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路进一步优化方案，所述变压器t1包括变压器初级侧绕组、变压器次级侧绕组和变压器辅助绕组；

所述功率开关管m1的漏极连接所述变压器t1的初级侧绕组一端，所述变压器t1的初级侧绕组另一端连接输入电容c1；所述功率开关管m1的源极端连接于所述电阻r4，用于采样功率开关管m1中的电流；

所述启动电阻r1连接于所述输入电容c1正端和所述供电电容c2之间，所述供电电容c2还与所述控制电路的电源输入端连接，用于为所述控制电路供电；

所述供电二极管d1的正极连接所述变压器t1的辅助绕组一端，所述变压器t1的辅助绕组的另一端连接参考地，所述供电二极管d2的负极连接所述供电电容c2；

所述变压器t1的初级侧绕组一端连接所述电容c1的正极，其另一端连接所述功率开关管m1的漏极；

所述变压器t1的次级侧绕组一端连接输出整流二极管d2的正端，所述输出整流二极管的另一端连接输出电容c3的一端，所述变压器t1的次级侧绕组的另一端连接所述输出电容的另一端。

作为本发明提供的一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路进一步优化方案，所述变压器t1的辅助绕组一端连接供电二极管d1的阳极及所述电压检测电阻rdet一端，所述供电二极管d1的阴极连接所述供电电容c2，所述电压检测电阻rdet的另一端连接于所述控制电路，所述变压器t1的辅助绕组另一端接地。

作为本发明提供的一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路进一步优化方案，所述控制电路包括可变增益网络、输出状态检测电路、误差放大器、模式控制电路、脉冲发生器、斜坡补偿电路、pwm逻辑电路、软驱动电路、ocp电路以及内部电源；

所述输出状态检测电路产生可变增益网络和模式控制电路的控制信号；所述可变增益网络产生误差放大器的输入信号和模式控制电路的控制信号；

所述模式控制电路产生脉冲发生器的控制信号；

所述脉冲发生器产生斜坡补偿电路的输入信号以及pwm逻辑电路的输入信号；

所述pwm逻辑电路产生软驱动电路的输入信号，所述软驱动电路控制功率开关管m1的导通和关断。

所述可变增益网络包括：上偏置电阻r10、二极管d3、分压电阻r11、分压电阻r12、分压电阻r13、分压电阻r14、开关管m11、开关管m12、开关管m13、开关管m14、开关管m15、开关管m16、开关管m17、反相器u1、反相器u2、反相器u3、反相器u7，或非逻辑门u4，与逻辑门u5以及与逻辑门u6。

作为本发明提供的一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路进一步优化方案，所述输出状态检测电路包括：电阻r20、电阻r21、电阻r22、电阻r23和电阻r24，且r20、r21、r22、r23和r24具有相同电阻类型、相同宽度，并且r21、r22、r23和r24的长度均为r20的整数倍或者r21、r22、r23、r24均由n个r20串联或并联构成；

还包括nmos开关管m21、m22、m24以及pmos开关管m23，电容c11、电容c12，斯密特触发器u11、u16，反相器u12，反相器u15，与逻辑门u13，与逻辑门u14，或逻辑门u17，电流源ir0、ir1、ir2、ir3、ir4和ir5，且ir1、ir2、ir3为ir0的镜像电流源，第一比较器、第二比较器、第三比较器和第四比较器。

作为本发明提供的一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路进一步优化方案，所述模式控制电路包括电流合成控制器和fb电压检测电路，所述电流合成控制器包括电流源ir6、ir7和ir8，开关s1、s2和s3，电流加法器、v-i控制电路，所述fb电压检测电路包括第五比较器和第六比较器；

所述第五比较器和第六比较器输入负端均接接线端204，接线端204电压为vfb-vbe(d3)，vfb为fb端口电压，vbe(d3)为二极管d3的正向压降；所述第五比较器输入正端连接所述第四基准电压，所述第六比较器输入正端连接所述第五基准电压，且所述第四基准电压大于所述第五基准电压。

作为本发明提供的一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路进一步优化方案，所述可变增益网络一个输出端连接误差放大器负输入端，另一个输出端连接所述模式控制电路输入端；所述输出状态检测电路一个输出端连接所述可变增益网络输入端，另一个输出端连接所述模式控制电路输入端；

所述模式控制电路输出端连接脉冲发生器输入端，所述脉冲发生器一个输出端连接斜坡补偿电路输入端，另一个输出端连接所述pwm逻辑电路输入端；

所述ocp电路一个输出端连接斜坡补偿电路输入端，另一个输出端连接所述pwm逻辑电路；

所述斜坡补偿电路输出端连接所述误差放大器正输入端；所述误差放大器输出端连接所述pwm逻辑电路输入端；所述pwm逻辑电路输出端连接所述软驱动电路输入端，所述软驱动电路输出控制所述功率开关管m1的导通和关断。

为了更好地实现上述发明目的，本发明还提供了一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路的控制方法，具体包括以下步骤：

1)、设置控制电路det管脚外围电压检测电阻rdet，在输出状态检测电路中流过电压检测电阻rdet的电流、内部基准电流ir1、ir2、ir3、ir0，分别在同种类型、且阻值成比例关系的电阻r20、r21、r22、r23、r24上产生电压，上述电阻r20上的电压与电阻r21、r22、r23、r24上的电压分别经第一至第四比较器比较，检测输出电压状态；

2)、模式控制电路实时检测来自可变增益网络的表征反馈管脚fb电压的信号。

进一步地，所述步骤1)具体包括以下步骤：

①当输出电压为低电压输出时，第一比较器、第二比较器均输出低电平，可变增益网络调节输入增益阻抗为r11+r14，模式控制电路控制脉冲发生器输出频率switch1；

②当输出电压为中电压输出时，第一比较器输出高电平、第二比较器输出低电平，可变增益网络调节输入增益阻抗为r11+r12+r14，模式控制电路控制脉冲发生器输出频率switch2；

③当输出电压为高电压输出时，第一比较器、第二比较器均输出高电平，可变增益网络调节输入增益阻抗为r11+r12+r13+r14，模式控制电路控制脉冲发生器输出频率switch3；

进一步地，所述步骤2)具体包括以下步骤：

①当fb电压较高时，第五比较器、第六比较器均输出低电平，模式控制电路控制脉冲发生器工作在定频模式；

②当fb电压降低到第五比较器输出高电平、第六比较器输出低电平时，模式控制电路控制脉冲发生器工作在调频模式；

③当fb电压降低到第五比较器、第六比较器均输出高电平时，模式控制电路控制脉冲发生器工作在待机模式。

本发明的有益效果为：本发明的具有自适应调节的pwm开关电源控制电路的外围只需要一个电阻即可以检测输出电压状态，根据输出电压的不同自动调节控制电路环路增益、工作频率以及工作模式，使得输出高电压和输出低电压状态下都可以实现最佳的环路增益、工作频率以及工作模式，不同负载下转换效率达到最佳，对于提供多种输出电压的快速充电开关电源可以极大的提高不同输出电压状态下的系统转换效率和环路稳定度，并且大幅减少了系统调试时间，具有较高的工程应用价值。

附图说明

图1是本发明实施例的整体系统结构示意图；

图2是本发明的pwm开关电源控制电路图；

图3是本发明实施实例中可变增益网络电路图；

图4是本发明实施实例的输出状态检测电路图；

图5是本发明实施实例的模式控制电路图；

图6是本发明实施实例的电流合成控制器电路图；

图7是本发明实施实例的fb电压检测电路图；

图8是本发明实施实例的工作时序图；

图9是本发明实施实例的工作流程图。

其中，附图标记为：1、整流电路；2、驱动电路；3、输出滤波电路；4、反馈电路；5、控制电路。

具体实施方式

为能清楚说明本方案的技术特点，下面通过具体实施方式，对本方案进行阐述。

参见图1，本发明是：一种具有自适应调节的pwm开关电源控制电路，其中，包括输入交流电的整流电路1、连接于所述整流电路1输出端的驱动电路2，连接在所述驱动电路2输出端的输出滤波电路4，以及连接在所述输出滤波电路3和所述驱动电路2之间的反馈电路4；

所述整流电路1包括用于将输入交流电源整流为直流电的整流桥br1，连接在所述整流桥br1的其中一桥臂输出端的输入电容c1；一般地，可能还包含一些满足电磁干扰指标所需要的滤波器件。

所述驱动电路2包括变压器t1、功率开关管m1、控制电路5、启动电阻r1、电压检测电阻rdet、电流采样电阻r4、供电二极管d1和供电电容c2；根据设计方案的不同所述驱动电路2可能还包括其他滤波和满足电磁干扰指标的元件。

所述输出滤波电路3包括输出整流二极管d2、输出电容c3，所述输出整流二极管d2连接在所述变压器t1的次级侧绕组和所述输出电容c3之间；

所述反馈电路4包括限流电阻r5、光耦、协议芯片，所述限流电阻r5一端连接在所述输出电容c3的正端，所述限流电阻r5另一端连接光耦输入的一端，所述光耦输入的另一端连接协议芯片输入的一端，所述光耦的输出的一端连接控制电路5；根据设计方案的不同所述反馈电路4可能还包括其他元件。

具体地，所述变压器t1包括变压器初级侧绕组、变压器次级侧绕组和变压器辅助绕组；

所述功率开关管m1的漏极连接所述变压器t1的初级侧绕组一端，所述变压器t1的初级侧绕组另一端连接输入电容c1；所述功率开关管m1的源极端连接于所述电阻r4，用于采样功率开关管m1中的电流；

所述启动电阻r1连接于所述输入电容c1正端和所述供电电容c2之间，所述供电电容c2还与所述控制电路5的电源输入端连接，用于为所述控制电路5供电；

所述供电二极管d1的正极连接所述变压器t1的辅助绕组一端，所述变压器t1的辅助绕组的另一端连接参考地，所述供电二极管d2的负极连接所述供电电容c2；

所述变压器t1的初级侧绕组一端连接所述电容c1的正极，其另一端连接所述功率开关管m1的漏极；

所述变压器t1的次级侧绕组一端连接输出整流二极管d2的正端，所述输出整流二极管的另一端连接输出电容c3的一端，所述变压器t1的次级侧绕组的另一端连接所述输出电容的另一端。

具体地，所述变压器t1的辅助绕组一端连接供电二极管d1的阳极及所述电压检测电阻rdet一端，所述供电二极管d1的阴极连接所述供电电容c2，所述电压检测电阻rdet的另一端连接于所述控制电路5，所述变压器t1的辅助绕组另一端接地。

具体地，参见图2，所述控制电路5包括可变增益网络、输出状态检测电路、误差放大器、模式控制电路、脉冲发生器、斜坡补偿电路、pwm逻辑电路、软驱动电路、ocp电路以及内部电源；

所述输出状态检测电路产生可变增益网络和模式控制电路的控制信号；所述可变增益网络产生误差放大器的输入信号和模式控制电路的控制信号；

所述模式控制电路产生脉冲发生器的控制信号；

所述脉冲发生器产生斜坡补偿电路的输入信号以及pwm逻辑电路的输入信号；

所述pwm逻辑电路产生软驱动电路的输入信号，所述软驱动电路控制功率开关管m1的导通和关断。

具体地，参见图3，所述可变增益网络包括：上偏置电阻r10、二极管d3、分压电阻r11、分压电阻r12、分压电阻r13、分压电阻r14、开关管m11、开关管m12、开关管m13、开关管m14、开关管m15、开关管m16、开关管m17、反相器u1、反相器u2、反相器u3、反相器u7，或非逻辑门u4，与逻辑门u5以及与逻辑门u6。

具体地，参见图4，所述输出状态检测电路包括：电阻r20、电阻r21、电阻r22、电阻r23和电阻r24，且r20、r21、r22、r23和r24具有相同电阻类型、相同宽度，并且r21、r22、r23和r24的长度均为r20的整数倍或者r21、r22、r23、r24均由n个r20串联或并联构成；

还包括nmos开关管m21、m22、m24以及pmos开关管m23，电容c11、电容c12，斯密特触发器u11、u16，反相器u12，反相器u15，与逻辑门u13，与逻辑门u14，或逻辑门u17，电流源ir0、ir1、ir2、ir3、ir4和ir5，且ir1、ir2、ir3为ir0的镜像电流源，第一比较器、第二比较器、第三比较器和第四比较器。

具体地，参见图5、图6、图7，所述模式控制电路包括电流合成控制器和fb电压检测电路，所述电流合成控制器包括电流源ir6、ir7和ir8，开关s1、s2和s3，电流加法器、v-i控制电路，、所述fb电压检测电路包括第五比较器和第六比较器；

所述第五比较器和第六比较器输入负端均接接线端204，接线端204电压为vfb-vbe(d3)，vfb为fb端口电压，vbe(d3)为二极管d3的正向压降；所述第五比较器输入正端连接所述第四基准电压，所述第六比较器输入正端连接所述第五基准电压，且所述第四基准电压大于所述第五基准电压。

具体地，所述可变增益网络一个输出端连接误差放大器负输入端，另一个输出端连接所述模式控制电路输入端；所述输出状态检测电路一个输出端连接所述可变增益网络输入端，另一个输出端连接所述模式控制电路输入端；

所述模式控制电路输出端连接脉冲发生器输入端，所述脉冲发生器一个输出端连接斜坡补偿电路输入端，另一个输出端连接所述pwm逻辑电路输入端；

所述ocp电路一个输出端连接斜坡补偿电路输入端，另一个输出端连接所述pwm逻辑电路；

所述斜坡补偿电路输出端连接所述误差放大器正输入端；所述误差放大器输出端连接所述pwm逻辑电路输入端；所述pwm逻辑电路输出端连接所述软驱动电路输入端，所述软驱动电路输出控制所述功率开关管m1的导通和关断。

本发明实际使用时具体内容如下：

根据反激式开关电源工作原理，初级侧功率开关管关断时，辅助绕组电压va与输出电压vo具有相关性，且va＝(na/ns)*(vo+vf)，其中na为辅助绕组匝数，ns为次级侧绕组匝数，vf为次级整流管正向电压降，所以通过检测va信息即可以检测输出电压信息。

初级侧功率开关管关断时，由于变压器初级侧绕组漏感的存在以及寄生参数的存在，辅助绕组上会出现尖峰电压。为了准确的采集va信息，采取初级侧功率开关管关断后延时一个较小时间后采集va信息。

参见图8，在t0t1时间段，pwm逻辑电路输出207驱动信号为高电平，m22导通，电容c11上电平经m22放电为低电平，施密特触发器u11输出为高电平，u12输出低电平，u13输出301低电平，u15输出低电平，m23导通，电容c12上电压为高电平，施密特触发器u16输出低电平，u17输出302高电平。

在t1时刻，207由高到低翻转，u15输出翻转为高电平，m23截止，m24导通，电容c12经过m24、电流源ir5放电，放电电流为ir5，此时u16输出维持低电平，u17输出302翻转为低电平；随着c12上电压降低，在t2时刻，u16输出翻转为高电平，u17输出302高电平。

在t1时刻，207由高到低翻转，m22截止，电流源ir4开始给c11充电，此时施密特触发器u11维持输出高电平，u12输出高电平，u13输出301高电平；随着电容c11上电压的上升，在t3时刻，u11输出翻转为低电平，u13输出301低电平。

在t0-t1时间，301为低电平，302为高电平，u14输出sample为低电平，m21截止；在t1-t2时间，301为高电平，302为低电平，u14输出sample低电平，m21截止；在t2-t3时间，301为高电平，302为高电平，u14输出sample高电平，m21导通，信号从det传输到比较器u18、u19、u20、u21输入端。在t3时刻之后下一个开关周期初级侧功率开关管导通之前，u13输出301低电平，u14输出sample低电平，m21截止。

在t2-t3时间，m21导通，控制电路5通过det管脚采集辅助绕组电压va信息。流过det管脚电流idet＝va/(rdet+r20)，r20上电压vr20＝idet*r20＝va*r20/(rdet+r20)，电阻r21上电压vr21＝ir1*r21，r20上电压vr20和r21上电压vr21经第一比较器进行比较。假设20＜＜rdet，则idet主要由rdet决定。内部设置ir0*r24＜ir1*r21＜ir2*r22＜ir3*r23，且r21＝r20*n1，r22＝r20*n2，r23＝r20*n3，r24＝r20*n4，ir1＝ir0*m1，ir2＝ir0*m2，ir3＝ir0*m3，则通过比较idet与ir0的关系，即可以检测输出状态。

当n4*ir0＜idet＜n1*m1*ir0，第一比较器输出201、第二比较器输出202均为低电平，输出状态为低电压；当n1*m1*ir0＜idet＜n2*m2*ir0，第一比较器输出201为高电平、第二比较器输出202为低电平，输出状态为中电压；当n2*m3*ir0＜idet＜n3*m3*ir0，第一比较器输出201为高电平、第二比较器输出202为高电平，输出状态为高电压；当det＞n3*m3*ir0，第三比较器输出ovp为高电平，输出状态为过压；当idet＜n4*ir0，第四比较器输出short为高电平，输出状态为欠压或短路。

当201、202均为低电平时，m11、m12导通，输入增益电阻为(r11+r14)，当201为高电平、202为低电平时，m11截止、m12导通，输入增益电阻为(r11+r12+r14)，当201、202均为高电平时，m11、m12均截止，输入增益电阻为(r11+r12+r13+r14)。

当201、202均为低电平时，s1、s2断开，iosc＝ir6；当201为高电平、202为低电平时，s1闭合、s2断开，iosc＝ir6+ir7；当201、202均为高电平时，s1、s2均闭合，iosc＝ir6+ir7+ir8。

当204电压大于第四基准电压vref4，即fb端口电压vfb＞vref4+vbe(d3)，第五比较器和第六比较器输出301、302均为低电平，m13导通，fb信号经可变增益网络传输到203输出。根据201、202的不同状态产生不同的iosc，iosc经v-i控制电路5后输出209控制脉冲发生器频率，此时s3断开，脉冲发生器工作在定频模式；当201、202均为低电平时，脉冲发生器输出频率switch1，当201为高电平、202为低电平时，脉冲发生器输出频率switch2，当201、202均为高电平时，脉冲发生器输出频率switch3。

当204电压小于第四基准电压vref4、大于第五基准电压vref5，即fb端口电压vref5+vbe(d3)＜vfb＜vref4+vbe(d3)，第五比较器输出301为高电平、第六比较器输出302为低电平，m13导通，r11和r12连接点电压传输到203输出。根据201、202的不同状态产生不同的iosc，iosc经v-i控制电路5后输出209控制脉冲发生器频率，此时s3闭合，203电压对iosc起调制作用，203电压越低209输出电流越低，脉冲发生器工作在调频模式。

当204电压小于第五基准电压vref5，即fb端口电压vfb＜vref5+vbm3)，第五比较器输出301为高电平、第六比较器输出302为高电平，m13截止，m14导通，根据201、202的不同状态将第一基准电压vref1、或第二基准电压vref2、或第三基准电压vref3传输到203输出。根据201、202的不同状态产生不同的iosc，iosc经v-i控制电路5后输出209控制脉冲发生器频率，此时s3闭合，203电压对iosc起调制作用，脉冲发生器工作在待机模式。

本发明未经描述的技术特征可以通过或采用现有技术实现，在此不再赘述，当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。