本发明涉及开关功率转换器。本发明尤其涉及峰值电荷控制模式的开关功率转换器。
背景技术：
功率开关转换器基于切换可控开关，向由电感性和电容性组件组成的滤波电路施加斩波电压。通过与连接在转换器的输出端的电荷的相互作用，控制该开关或每一个开关的打开和闭合时刻以使得在转换器的输出端产生更大的或更小的电压和/或电流成为可能。
图1示例性示出基于“降压-升压”拓扑结构的无源整流非逆变转换器10。
已知的转换器具有两个可控开关S1和S2(优选MOSFET开关)；两个无源整流器R1和R2(优选二极管)；一个电感性的开关元件L(优选电感)。
正是通过改变晶体管S1的指令信号SC1和晶体管S2的指令信号SC2的占空比，调整电感L中的电流IL，从而对输出端子13和14之间的输出电压Vout进行调整。
整流是无源的，即由二极管而不是晶体管实现的这一事实使得转换器为单向的，以避免在电感L中出现反向电流并且使其在间歇流中工作成为可能。
用于连续流(例如对于有足够大的电荷连接在输出端的情况，这样通过电感L的电流IL可不被抵消)的转换器10的操作阶段在图2和图4中显示为电感L两端的电压VL随时间t变化的函数以及在图3和图5中显示为通过电感L的电流IL随时间t变化的函数：
“升压”阶段：在t1时刻和t2时刻之间，晶体管S1和S2两者都受控闭合。因此，端点11和端点12之间的输入电压Vin被施加于电感L上。电压VL为正，电流IL增加。
“降压”阶段：在t2时刻和t3时刻之间，接着晶体管S2受控打开，整流器R2开始工作。正是输入电压Vin和输出电压Vout之间的差值被施加于电感L。作为这两个电压之间差值的函数，施加于电感的电压可能为正性(图2)或负性(图4)。因此，电流IL将增加(图3)或减小(图5)。
“自由续流”阶段：在t3时刻和t4时刻之间，这两个晶体管S1和S2受控打开。接着，整流器R1和R2均开始工作。输出电压Vout则反向施加在电感L上。电流IL则减小。
考虑到状态是稳定的，在降压阶段开始时的电流与在自由续流阶段结束时的电流相等，并且各阶段周期性地相互接续。
转换器10包括控制装置20。该控制装置20使得确定在哪个时刻控制闭合以及在哪个时刻控制打开晶体管S1和S2成为可能，并且使得产生分别施加于晶体管S1和晶体管S2上的指令信号SC1和SC2成为可能。
在下文中，考虑采用专利EP2,432,108A1中描述的原理来连续地控制该转换器。因此，开关S2的状态作为输入电压Vin的函数而由控制装置20进行连续地控制，而开关S1的状态作为输出电压Vout的函数而由控制装置20进行连续地控制。因此，开关S1和S2以不同于0和1的占空比工作。换句话说，不考虑输入电压和输出电压之间的比率，开关S1和S2连续工作以切换转换器增加或是降低电压的工作状态。在下文中，我们更具体地研究开关S1和指令信号SC1的产生。
为控制第一开关S1，该控制装置20包括一个用于相对于参考电压Vcons而对输出电压Vout进行校正的误差校正器22。误差校正器的输出信号并不直接控制晶体管S1，而是构成用于电流控制回路的参考信号Scons。
能够使得晶体管S1中流动的电流取决于参考信号Sconc的电流控制回路尤其可以使用“峰值电流”控制模式或“峰值电荷”控制模式(也称作“积分电流”控制模式)来实现。这两个原理在同一附图6中进行了说明。
根据“峰值电流”模式，转换器的控制装置20使得晶体管S1和电感L中的电流峰值受制于参考信号Scons成为可能。在流动于晶体管S1中的电流测量值Imes与参考信号Scons比较结束时，则由比较器24触发来打开晶体管S1。电流测量值Imes由电流传感器25测量得到并被施加于比较器24的一个输入接线片(图6中的虚线)。由时钟信号CLK控制而将比较器24的输出信号施加于锁存器28的反向复位输入端，这使得在每个时钟信号CLK的脉冲前沿将锁存器28的输出Q置于高电平状态“1”成为可能。当比较器24的输出信号处于低电平状态“0”时，则输出Q被切换而进入低电平状态“0”。该锁存器28的输出信号构成晶体管S1的指令信号SC1。
根据“峰值电荷”模式，转换器的控制装置20使得晶体管S1和电感L中的电荷峰值受制于参考信号Scons成为可能。在流动于晶体管S1中的电荷的测量值Qmes与参考信号Scons比较结束时，由比较器24触发来打开晶体管S1。电荷测量值Qmes由时间积分器26对传感器25发送的电流测量值Imes进行积分而得到。时间积分器26在每个切换周期内基于时钟信号CLK而被重置为零，该时钟信号CLK也用于锁存器28的切换的步进控制。电荷测量值Qmes被施加于比较器24的一个输入接线片(图6中的实线)。由时钟信号CLK控制而比较器24的输出信号施加于锁存器28的反向复位输入端，这使得在每个时钟信号CLK的脉冲前沿将锁存器28的输出Q置于高电平状态“1”成为可能。当比较器24的输出信号处于低电平状态“0”时，则输出Q被切换而进入低电平状态“0”。锁存器28的输出信号同样构成晶体管S1的指令信号SC1。
然而，用于控制转换器10的“峰值电流”模式控制的实现对于输入电压Vin低于输出电压Vout的应用场景来说是有问题的。事实上，在开关S1打开之前的“降压”阶段电流IL降低，不能直接实现峰值电流模式的控制。事实上有必要增加补偿斜坡。具有低输入电压的峰值电流模式控制与电压模式控制可以相比拟，其中补偿斜坡相比较于测量电流斜坡而占主导地位。
此外，与可控转换器的拓扑结构无关，峰值电流模式控制具有若干缺陷：
i)电流或功率限制的不精确：在大多数情况下，“峰值电流”模式被用于通过限制参考信号来生成电流或功率的限值。但是，电流测量值Imes不代表平均输入电流(以及引起的输入功率)或平均输出电流(以及引起的输出功率)。事实上，如果以具有“降压”拓扑结构的转换器为例，对于相同的峰值电流，平均电流值取决于电流波动的幅度，即输入和输出电压值。
ii)负输入阻抗：开关转换器总是伴随有输入滤波，尤其在其与输入网络连接时。事实上，使用这种转换器的设备受到标准化EMC的约束，这通过输入电流的频率模板反映出来。为遵守这些频率模板，在转换器的输入电容的上游增加一个或多个LC型无源滤波器，用以最大限度地平滑输入电流和减少斩波电流谐波来遵守频率模板。
Middlebrook准则则使得仅能够保证由滤波器和转换器构成的组件的稳定性：滤波器的输出阻抗必须低于转换器的输入阻抗。
然而，对于以“峰值电流”模式控制的转换器，其在低频时具有负阻抗。事实上，对于限制峰值电流的同一参考信号，当输入电压减小时，平均输入电流增加。
这可能会导致与滤波器之间的兼容性问题并需要显著的滤波器阻尼，以使引起的谐振不会导致滤波器的输出阻抗大于转换器的输入阻抗。
该阻尼通常体积庞大，不论是电容器(需要至少与待阻尼的滤波器体积相当的阻尼电容)还是电阻器(该电阻器必须能够承受规范敏感性测试，尤其是滤波器在其共振频率下被激发时的测试)。
iii)与阻抗输入网络(电阻式和/或电感式)的兼容性：飞行器的复合材料结构的普遍化伴随着电网配电布线的阻抗增加。事实上，飞行器的机身不再导电，回流的电流不再可能通过，因此需要使用回流导体。这些导体比机身结构更具电阻性，因为它们提供更小的截面。作为对比，具有金属结构的飞行器和具有碳结构的飞行器之间的布线阻抗(输出和输入)增加了67％。
高线路阻抗难以适应于负输入阻抗用。事实上，转换器需要的电流增加的越多，电源和转换器之间的电压降就越大，因此，转换器将需要更多的电流来持续运行在恒定功率下。在启动转换器时，这种失控是主要的麻烦，可能导致停止/重新启动现象。
“峰值电荷”模式控制使得避免与峰值电流模式控制相关的这些问题成为可能。这就是现有技术中大规模使用“峰值电荷”模式控制的原因。
这主要归因于的事实是调节不是直接施加于开关S1中的电流值上，而是从开关S1闭合开始(在开关S1打开时复位积分，用以在每个循环的开始从零重新启动)的电流在时间上积分后的值，以及转换器是单向的，这样电荷只能增加从而即使当电流不增加时也能实现控制。
因此，“峰值电荷”模式控制是对上面列出的“峰值电流”模式控制的缺陷的应对。
从电气上来说，积分电流在电荷上是同性质的。以“降压-升压”转换器为例，该电荷一旦在一个时间段上被平均，就等于施加在转换器输入端的平均电流。因此，直接控制转换器的平均输入电流，而与电感中的电流波动即相关的电压和占空比无关。因此，对输入电流进行非常精确的限制成为可能。
当认为参考信号Scons固定时，该“降压-升压”转换器表现地像恒定电流充电至某一阈值频率。接近该阈值频率时，不仅取决于开关频率，还取决于控制电路，转换器的输入阻抗在增加之前略有下降。这样，对于峰值电流控制模式，输入阻抗的初始斜率减小，这要求对上游滤波的谐振进行阻尼以遵守Middlebrook标准，而对于峰值电荷控制模式，阻抗的初始斜率为0，更易于遵守Middlebrook稳定性标准。然后，减少对转换器输入端上游滤波器的阻尼成为可能，具有在物理上减小上游滤波器尺寸的优点。
最后，在“峰值电荷”模式中，转换器具有真实电流限制，而不是像“峰值电流”模式那样具有功率限制。转换器的Pin-Vin限制特性可通过0-0点。应注意的是，Pin-Vin限制特性受制于功率限制，取代了高输入电压下的电流限制。由于这个特性，在电网阻抗和转换器的输入阻抗之间取得平衡成为可能。
但是，峰值电荷模式控制也具有缺陷。对于转换器输入阻抗的益处和由此带来的对于设置在转换器上游的输入滤波器的益处只在固定参考信号Scons的条件下有效。实际上，为调节转换器的输出电压Vout，参考信号Scons并不是固定的，而是从输出电压Vout和参考电压Vcons之间的误差校正器22导出的。
这种使得与参考峰值电荷相对应的参考信号Scons直接受制于输出电压Vout的控制方式引起以下问题：
受制的属性为参考峰值电荷，归根到底是转换器的输入电流，转换器的功率限制不能直接完成。误差校正器的正向饱和区对应于电流限制，而不是功率限制。因此，有必要补充额外电流来执行功率限制功能；
如前文所述，为使得转换器相当于恒定电流充电和由此获得上游滤波器尺寸的优势，参考峰值电荷必须恒定(或者至少具有非常低的频率)。这意味着误差校正器必须具有非常低的截止频率。该低截止频率与转换器输入端可能出现的高压尖峰不兼容。例如，航空电子设备标准DO-160G中定义的异常浪涌电压为具有脉冲边沿低于1ms的28V至84V尖峰。同样地，由雷击引起的电流产生快速电压脉冲边沿。如果输入电压增加而参考峰值电荷(即输入电流)保持不变，则转换器将允许较多功率通过而导致输出端过压。
技术实现要素：
本发明的目的是解决影响“峰值电荷”模式控制的这些问题。
为此，本发明涉及一种开关功率变换器，包括可控开关以及用于在可控开关的打开和闭合时刻生成指令信号的控制装置，该控制装置为“峰值电荷”模式的控制装置类型并且包括：误差校正器，用于将变换器的输出电压与参考电压进行比较；比较设备，用于在参考电荷和测量电荷之间进行比较以产生指令信号，测量电荷由对在可控开关中流动的电流的测量值进行时间积分而得到，其特征在于，误差校正器的输出端的误差信号为参考功率，控制装置进一步包括能够基于参考功率产生所述参考电荷的转换单元，转换单元包括能够将参考功率除以与转换器的输入电压对应的电压从而得到参考电荷的除法器。
根据特定实施例，该转换器包括单独考虑的或根据任何技术上可能的组合考虑的以下特征中的一个或多个：
电容器，通过与对应于输入电压的电压成正比的电流而周期性地充电；
比较器，能够将电容器两端的电压和参考功率进行对比以得到周期性逻辑信号，周期性逻辑信号的脉冲宽度与参考功率除以输入电压的商成正比；
组件，用于对逻辑信号进行滤波以得到参考电荷，参考电荷的平均值与参考功率除以输入电压的比值成正比；
该转换单元包括除法器的上游的功率限制器和/或除法器的下游的电荷限制器；
该转换单元的除法器包括用于对输入电压进行滤波的设备，该用于对输入电压进行滤波的设备能够允许通过增加型电压尖峰，而过滤减小型电压尖峰；
用于对除法器的输入电压进行滤波的设备包括二极管和低通滤波器；
该比较设备包括比较器，用测量电荷以及作为转换单元的输出而产生的参考电荷作为输入，以及锁存器，其一个输入端连接比较器的输出端，另一输入端被施加时钟信号，并且锁存器的输出端发送的信号对应于指令信号；
该控制装置包括电流传感器，能够测量在可控开关中流动的电流；时间积分器，能够对传感器输出的测量值在时间上进行积分以发送被作为输出而施加到比较器上的测量电荷，时间积分器在转换器的每个开关周期上通过用于步进锁存器的所述时钟信号而进行复位；
该转换器具有的拓扑结构选自于升压拓扑结构、降压拓扑结构、升-降拓扑结构、单向升-降拓扑结构、反激拓扑结构和前向拓扑结构。
该可控开关为晶体管。
附图说明
在阅读对一个特定实施例的以下详细描述之后，本发明及其优点将会被更好地理解，以下详细描述仅仅作为非限制性的例子给出，该描述是参照附图而做出的，其中：
图1是降压-升压转换器的示意图；
图2和图3分别是在转换器的输入电压高于输出电压的情况下，图1的转换器的电感端子上的电压和电流随时间变化的曲线图；
图4和图5分别是在转换器的输入电压低于输出电压的情况下，图1的转换器的电感端子上的电压和电流随时间变化的曲线图；
图6是图1中的转换器的示意图，其配置有基于现有技术的峰值电流模式或峰值电荷模式的控制装置；
图7是根据本发明的转换器的框图；
图8是图7中转换器的除法器的一个可能实施例；以及
图9是图7中转换器的除法器的另一个可能实施例。
具体实施方式
图7示出了根据本发明的一个优选实施例的转换器。图7中与图6中相同的元件使用相同的附图标记。
转换器110是具有无源整流的单向降压-升压型转换器。
严格来说，转换器110的转换部分与图6中转换器的转换部分相同。
由控制装置120组成的转换器110的控制部分使得执行峰值电荷模式控制成为可能。该控制装置120与图6中的控制装置20的不同之处仅在于具备能够将误差校正器的输出端发送的参考信号转换为用于施加到比较器24的输入端的经转换后的参考信号的转换单元130。
由转换单元130施加的转换包括将参考信号除以输入电压Vin。
因此，比较器24将测量电荷Qmes与经转换后的参考信号进行对比，后者对应参考峰值电荷。下文称其为参考峰值电荷Qcons。
由于参考峰值电荷由参考信号与输入电压的比值得到，而参考信号对应峰值输入功率。下文称其为峰值参考功率Pcons。
因此，转换单元130包括除法器132，该除法器132在每个时刻能够计算参考功率Pcons与输入电压Vin的比值以发送作为输出的参考峰值电荷Qcons。
有利地，如图7所示，在除法器132的上游，转换单元130包括能够在参考功率Pcons超过阈值Pmax时对其进行钳制的功率限制器131。
同样有利地，如图7所示，在除法器132的下游，转换单元130包括能够在参考峰值电荷Qcons超过阈值Qmax时对其进行钳制的电荷限制器133。
功率和/或电荷限制器器132,132使得限制功率和/或电流成为可能。
图8示出了图7的除法器的模拟电子电路形式的一个实施例。除法器132包括电容器C3，该电容器C3由与输入电压Vin成正比的电流循环充电(通过与期望的组件带宽兼容的频率来周期性地控制可控开关S3的打开和闭合)。那么，电容C3两端的电压是斜率与输入电压Vin成正比的斜坡。比较器135能够使得将电容器C3两端的电压和参考功率Pcons进行对比成为可能。因此，在比较器135的输出端获得脉宽与参考功率Pcons除以输入电压Vin的商成正比的周期性逻辑信号。最后该逻辑信号通过由串联电阻和并联电容组成的组件136进行滤波，以便获得平均值与参考功率Pcons除以输入电压Vin的比值成正比的模拟信号。这就是构成参考峰值电荷Qcons的信号。
特别是对于保持与转换器输入端上游的滤波器的尺寸相关的优势，在除法器的输入端引入对输入电压Vin的滤波是尤其有利的，所引入的对输入电压Vin的滤波允许通过增加型电压尖峰，而过滤减小型电压尖峰。因此，可获得具有非对称动态特性的参考信号，从而使得转换器既具有用于负电压尖峰的低带宽，又具有用于正电压尖峰的高带宽。
图9示出了能够给予转换器这种优势特性的除法器232的实施例。除了除法器232进一步包括二极管R3和低通滤波器236之外，除法器232的安装方式与图8中除法器132的安装方式相同。
在组件输入端处的二极管R3将不对称性引入由低通滤波器236对输入电压Vin进行的滤波中，即：在其被施加于电容器C3之前，不对增加型尖峰进行滤波，而对减小型尖峰进行滤波。
更具体地，在静态下，确实实现了低通滤波。选择足够低的截止频率(通过选择组成低通滤波器236的电阻器和电容器的参数值)用以保持峰值电荷控制的所有优势，尤其是在转换器输入端上游具备滤波器的情况下为了实现各阻抗之间兼容性的操作方面。
在输入电压具有增加型尖峰的情况下，低通滤波器236超压截止而使得参考峰值电荷Qcons减小，用以保持在恒定功率下运行并防止转换器吸收太多功率。因此在输出端避免了过压，并且同时具备对输出电压的有带宽的调节。
在输入电压具有减小型尖峰的情况下，低通滤波器236的滤波导致参考尖峰电荷Qcons的较缓慢减小。然后，被传输功率的缺乏将由设备的备用电力电容器进行补偿。
针对使用降压-升压拓扑结构的情况而对本发明进行了详细描述，但是本领域技术人员将会理解，此处描述的改进的峰值电荷模式控制原理对升压拓扑结构和单向降压-升压拓扑结构中的非隔离型转换器，或具有前向或反激拓扑结构的隔离型转换器也适用。
最后，所有在此描述的情况都举例说明了具有无源整流的转换器，但是该控制原理也适用于采用也被称为同步整流的有源整流的转换器，其中开关二极管R1和R2可被可控开关替代。