本发明涉及电力电子及其控制技术领域，更具体地说，涉及一种三相大功率光伏并网逆变器及降低其输出电流thd的重复控制方法。
背景技术：
当前，在三相大功率光伏并网逆变器中，大多采用三相全桥拓扑结构，且为了提高直流侧电压利用率均采用svpwm调制算法。在大功率光伏并网逆变器的所有指标中，装置效率和并网电流波形的总谐波畸变率(thd)为最重要的两个考核指标。装置效率低意味着投入产出比高，thd大表示波形中的谐波含量大，对电网的安全稳定运行会产生不利的影响。然而，这两个指标之间又是相互矛盾的。为了不断提高逆变器装置的效率和降低并网电流波形的thd，国内外广大学者及研究人员做了大量的工作。
理论和实验已经证明，降低功率器件的开关频率是显著提高大功率光伏并网逆变器装置效率的关键途径之一。但是，随着开关频率的降低，输出并网电流波形中的低次谐波含量加大，thd升高，传统的lc二阶滤波器难以满足要求，为此，lcl型三阶滤波器的研究成为电力电子领域的关键热点内容之一。近年来，随着控制理论、传感器检测及dsp技术的快速提高，lcl型三阶滤波器已经在各种三相大功率并网逆变器中得到了应用。现在各厂家生产的大功率光伏并网逆变器基本上都是在并网逆变器的输出侧采用lcl型三阶滤波器，同时，在网侧接口处采用专门定制的三相交流滤波器以最大程度的降低并网电流波形的thd。
然而，虽然采用三阶lcl型滤波器可以较好的滤除谐波，但是，lcl型滤波器的参数很大程度上取决于并网逆变器的输出电流波形质量，电流波形质量越好，则所用lcl型滤波器的体积和成本越小。因此，从各种控制方法上优化输出电流波形质量始终是一个关键的策略。其中，基于旋转坐标变换的矢量控制技术在并网逆变器中得到了最为广泛的应用。通过同步旋转坐标变换，将三相交流信号变换成为两相直流信号分量即d轴分量和q轴分量，然后分别采用pi控制即可实现并网电流的无静差跟踪，有效降低了并网电流的thd。然而，在实践中由于存在检测及锁相误差等因素，在坐标变换后的d轴分量和q轴分量中难以避免的存在一些谐波成分，并非完全的直流信号。因此，采用常规的pi控制并不能实现精确的控制目标，从而使得并网电流波形的thd没有能够实现最大程度降低。
针对上述问题，许多专家和学者进行了深入研究。其中，基于内膜原理的重复控制技术由于能够很好的抑制周期性扰动而受到了很多专家学者的重视。然而，由于大功率并光伏网逆变器的开关频率较低，故pwm控制周期较长，每一拍(即每一个pwm周期)意味着较大的电角度，而常规的重复控制技术采用的是提前整数拍进行相位补偿，因此，不能实现电网全周期范围内的任意相位补偿，从而导致常规的重复控制技术在大功率光伏逆变器并网电流的控制过程中难以实现精确的控制效果。
技术实现要素：
1.发明要解决的技术问题
本发明的目的在于克服在现有大功率光伏并网逆变器开关频率较低情况下采用常规重复控制技术所存在的控制精度问题，提出了一种三相大功率光伏并网逆变器及降低其输出电流thd的重复控制方法；本发明实现了电网全周期范围内的任意相位补偿，改善了并网电流的波形质量和thd，从而减小了lcl型滤波器的体积和成本，缓解了并网电流对电网的谐波危害。
2.技术方案
为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：
本发明的一种三相大功率光伏并网逆变器，包括依次连接的光伏阵列、igbt三相逆变桥、lcl型滤波器、隔离升压变压器、交流接触器、断路器、dsp及控制电路和电网，在系统正常运行后，交流接触器和断路器闭合，所述的光伏阵列的两端设置有电压传感器，直流侧回路中串联有电流传感器，所述的igbt三相逆变桥与lcl型滤波器之间的连接线路上串联有电流传感器，所述的交流接触器和断路器之间的连接线路上也设置有电压传感器，所述的电压传感器和电流传感器的输出端均与dsp及控制电路的输入端相连；dsp及控制电路的输出端与igbt三相逆变桥的输入端相连，dsp及控制电路输出正弦pwm波至igbt三相逆变桥，该dsp及控制电路同时控制交流接触器的开断。
本发明的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法，其步骤为：
步骤一、通过锁相获取电网电压的频率w和相位信息θ，对输出电流值进行dq变换，分别获取输出电流的d轴分量和q轴分量；
步骤二、通过光伏阵列的最大功率点跟踪产生并网逆变器输出电流的d轴分量给定值，并将步骤一中获得的输出电流d轴分量作为反馈值；
步骤三、由调度给定一个常数作为输出电流的q轴分量给定值，步骤一中获得的输出电流q轴分量作为反馈值；
步骤四、在第一个基波周期内分别求取步骤二、三中给定值和反馈值的误差ed和eq，并对误差ed和eq分别采用pi调节，pi调节器的输出量分别记为d1和d2；同时，将误差值ed和eq分别依次存入两个离散表格1和2中；
步骤五、从第二个基波周期开始，将前一周期离散表格1和2中的对应误差值edi和eqi分别乘以一个小于1的常数，并将当前计算出的误差值ed和eq加上此乘积值后依次更新离散表格1和2中的对应位置的数值；
步骤六、根据所要提前的拍数分别确定离散表格1和2中相邻两个单元的权值，并将相邻两个单元的值分别乘以它们的权值后求和；
步骤七、对求出的和乘以一个小于1的常数，进行低通滤波后作为重复控制器的输出值，分别记为d3和d4；
步骤八、求取d1和d3的和以及d2和d4的和，分别作为dq逆变换的输入，经dq逆变换后得到ua，ub，uc分量，采用svpwm算法产生六路pwm波，驱动主电路的功率器件。
更进一步地，步骤一中获得电网电压频率w和相位信息θ的具体过程为：
(a)dsp及控制电路采用霍尔电压传感器检测出电网三相电压瞬时值usa、usb和usc，并对采集的电网三相电压信号进行abc/αβ/dq同步旋转坐标变换，获得电网三相电压信号在dq坐标系中的d轴和q轴分量；变换过程如下：首先通过clarke变换将三相电网电压瞬时值由三相abc静止坐标系变换至两相正交的αβ静止坐标系，再采用park变换进一步变换至同步旋转的dq坐标系；clarke变换矩阵系数如下式所示：
park变换矩阵系数如下式所示：
综合式和，可得从三相abc静止坐标系到两相同步旋转的dq坐标系变换矩阵cabc/dq如下式所示：
经过dq变换后，电网三相电压信号变换为dq坐标系中的d轴分量和q轴分量；
(b)将步骤(a)获得的q轴无功分量usq与给定值0进行比较，比较获得的差值经pi控制后输出；
(c)将步骤(b)输出的信号再与基准频率wn比较，比较获得的差值经dsp及控制电路计算后即获得电网的电压频率w和相位值θ。
更进一步地，步骤六根据所要提前的拍数由线性插值理论分别计算出离散表格1和2中相邻两个单元的权值。
更进一步地，步骤六中由离散表格1或2中相邻两个单元的离散点值，根据线性插值理论可以计算出任意角度的相位补偿；其中，离散表格1的线性插值公式如下：
式中，ki和ki+1分别是离散表格1中相邻两个离散值edi和ed(i+1)的权值，表达如下：
式中，
更进一步地，权值ki和ki+1满足以下关系：ki+ki+1＝1。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：
(1)本发明的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法，鉴于光伏阵列的并网电流thd并非为零，在对三相并网电流进行同步旋转坐标变换后所得到的两个分量d轴和q轴分量并非为理想的直流信号，而是叠加有电网频率整数倍的脉动直流信号，采用pi调节器不可能实现很好的跟踪目标，采用了pi控制和重复控制并联的复合控制，基本实现了对交流量的有效跟踪控制；
(2)本发明的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法，采用基于线性插值理论实现了重复控制的分数拍提前，即实现了全电网周期范围内的任意相位补偿，有效改善了并网电流波形，降低了电流波形的thd，同时对降低lcl型滤波器的体积和成本也起到了良好的作用；而常规的重复控制技术仅仅可以实现整数拍相位补偿，而且其补偿的相位受限于逆变器的开关频率，频率越低，其补偿的相位越有限；
(3)本发明的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法，使大功率光伏并网逆变器输出为标准的正弦波电流波形，降低了电流的thd，更好的满足了行业标准；同时，采用本发明方法不仅无需添加任何硬件成本，而且在开关频率一定的情况下，可以有效降低lcl型三阶滤波器的体积和成本，软件实现简单，便于推广应用。
附图说明
图1是本发明中三相大功率光伏并网逆变器的示意图；
图2是本发明中对三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换示意图，即abc/αβ/dq；
图3是本发明中对电网电压进行锁相的原理框图；
图4是本发明中对输出电流进行dq变换的示意图；
图5是本发明中的输出电流控制示意图；
图6是本发明中的离散误差值表格；
图7是本发明中时域内膜原理框图；
图8是本发明中离散域内膜原理框图；
图9是本发明中的改进重复控制示意图。
示意图中的标号说明：
1、光伏阵列；2、igbt三相逆变桥；3、lcl型滤波器；4、隔离升压变压器；5、交流接触器；6、断路器；7、电网；8、dsp及控制电路。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。
实施例1
结合附图，本实施例的一种三相大功率光伏并网逆变器，其结构如图1所示。包括光伏阵列1、igbt三相逆变桥2、lcl型滤波器3、隔离升压变压器4、交流接触器5、断路器6、电网7和dsp及控制电路8。所述的光伏阵列1、igbt三相逆变桥2、lcl型滤波器3、隔离升压变压器4、交流接触器5、断路器6、dsp及控制电路8和电网7依次连接。在系统正常运行后，交流接触器5和断路器6闭合，所述的光伏阵列1的两端设置有电压传感器，直流侧回路中串联有电流传感器，所述的igbt三相逆变桥2与lcl型滤波器3之间的连接线路上串联有电流传感器，所述的交流接触器5和断路器6之间的连接线路上也设置有电压传感器，所述的电压传感器和电流传感器的输出端均与dsp及控制电路8的输入端相连。dsp及控制电路8的输出端与igbt三相逆变桥2的输入端相连，dsp及控制电路8输出正弦pwm波至igbt三相逆变桥2，该dsp及控制电路8同时控制交流接触器5的开断。
本实施例的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法，是发明人在对大功率光伏并网逆变器研究和开发过程中发明的一种新方法。发明人指出，当大功率光伏并网逆变器正常运行时，由光伏阵列的mppt控制及pi闭环控制后得到并网电流的有功分量(即d轴分量)给定，另由现场调度给定并网电流的无功分量(即q轴分量)给定，同时将并网电流经过同步旋转坐标变换(即abc/dq变换)后分解为两个直流分量d轴和q轴分量，并分别作为反馈分量，然后分别经过两个pi调节后实现无静差跟踪控制目标。然而，由于并网电流thd并非为零，因此，在对三相并网电流进行同步旋转坐标变换(即abc/dq变换)后所得到的两个分量d轴和q轴分量并非为理想的直流信号，而是叠加有电网频率整数倍的脉动直流信号，因此，此时采用pi调节器不可能实现很好的跟踪目标。基于此，本实施例中采用了pi控制和重复控制(rc控制)并联的复合控制，基本实现了对交流量的有效跟踪控制。
另外，由于装置效率的限制，大功率光伏并网逆变器的开关频率都较低，相当于每一拍对应的电角度较大，而传统重复控制中，提前拍数一般为整数拍，因此，即使是提前一拍也是对应着较大的相位提前，所以很难实现全周期范围内的任意相位补偿，在此情况下，传统重复控制对系统并网电流的波形改善能力有限。因此，发明人结合理论知识和实践经验创新性的采用了基于线性插值理论实现了重复控制的分数拍提前，即实现了全电网周期范围内的任意相位补偿，有效改善了并网电流波形，降低了电流波形的thd，同时对降低lcl型滤波器的体积和成本也起到了良好的作用。
下面将对本实施例的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法原理及过程进行详细描述，具体步骤为：
步骤一、获取电网电压的实时频率和相位信息。
稳态情况下，图1中的断路器6和交流接触器5闭合，并网逆变器采样电网7电压信号，通过锁相获取电网电压的实时频率和相位信息。dsp及控制电路8对电网7的三相电压信号采样，并进行abc/dq坐标变换和锁相，获得电网7的电压频率(w)和相位信息(θ)。具体为：
(a)dsp及控制电路8采用霍尔电压传感器检测出电网7三相电压瞬时值usa、usb和usc，并对采集的电网7三相电压信号进行abc/αβ/dq同步旋转坐标变换，获得电网7三相电压信号在dq坐标系中的d轴和q轴分量。图2为dq坐标变换示意图，变换过程如下：首先通过clarke变换将三相电网电压瞬时值由三相abc静止坐标系变换至两相正交的αβ静止坐标系，再采用park变换进一步变换至同步旋转的dq坐标系。clarke变换矩阵(系数)如下式(1)所示。
park变换矩阵(系数)如下式(2)所示。
综合式(1)和(2)，可得从三相abc静止坐标系到两相同步旋转的dq坐标系变换矩阵cabc/dq如下式(3)所示。
经过dq变换后，电网7三相电压信号变换为dq坐标系中的d轴分量和q轴分量。其中，d轴和q轴分别代表有功分量和无功分量。
(b)本实施例的锁相原理参见图3，将步骤(a)获得的q轴无功分量usq与给定值0进行比较，比较获得的差值经pi控制后输出。
(c)将步骤(b)输出的信号再与基准频率wn(电网7额定频率)比较，比较获得的差值经dsp及控制电路8计算后即获得电网7的电压频率w和相位值θ。本实施例采用的三相锁相环技术，如果电网7电压经abc/αβ/dq变换后的q轴分量usq不为0，pi调节器将会一直动作，直到usq＝0为止。
通过锁相获取电网电压的实时频率和相位信息θ后，dsp对采样的三相输出电流(ia、ib和ic)进行dq变换(见图4)，获得输出电流的有功电流分量(d轴分量id)和无功电流分量(q轴分量iq)。
步骤二、采样光伏阵列的输出电压(upv)和电流信号(ipv)，采用扰动观察法进行最大功率点跟踪(mppt)，得到给定电压值，同时采样得到的光伏阵列的实时工作电压作为反馈值，经过pi闭环控制后得到并网电流的有功分量(即d轴分量)给定idg，并将步骤一中获得的输出电流d轴分量id作为反馈值，见图5所示。
步骤三、由调度可以得到输出电流的无功分量(q轴分量)给定，同时将步骤一中获得的输出电流q轴分量iq作为反馈值，见图5所示。
步骤四、在第一个基波周期内分别求取步骤二、三中给定值和反馈值的误差ed和eq，并对误差分别进行pi调节，pi调节器的输出量分别记为d1和d2；同时，将误差值ed和eq分别依次存入两个离散表格1和2中，见图6所示。
设大功率并网逆变器的开关频率为fk，电网基波频率为f，则表格1和2中的离散误差值有n＝fk/f个，即有ed1,ed2.......edn个和eq1,eq2.......eqn个，一个电网周期中对应的控制拍数即为n拍，每一拍对应的电角度或相位为2π/n度，由此可知，开关频率越高，表格越长，表格中的数值越多，一个电网周期中含有的控制拍数越多，每一拍对应的电角度或相位越小，从而采用重复控制时精度越高。
步骤五、从第二个基波周期开始，将前一周期离散表格1和2中的对应误差值edi和eqi分别乘以一个小于1的常数，并将当前计算出的误差值ed和eq加上此乘积值后依次更新离散表格1和2中的对应位置的数值。
步骤六、根据所要提前的拍数由线性插值理论分别计算出离散表格1和2中相邻两个单元的权值，并将相邻两个单元的值分别乘以它们的权值后求和。
重复控制技术是基于内模原理的一种控制方法。内模是指在稳定的闭环控制系统内部含有外部被控信号的数学模型；对于一个系统，如果控制环节的反馈来自于被控信号，并且在控制环节中含有外部被控信号的数学模型，那么这个系统是稳定的，此即内模原理的具体描述。
内模原理的本质是将系统外部信号的数学模型嵌入内部控制环节，以实现对外部信号的零稳态误差跟踪；当一个系统已经实现零稳态误差跟踪时，虽然基准信号和反馈信号依然存在，但是两者的误差为0，控制系统的信号通路等效于断开，输出控制信号与输入反馈信号没有联系。因此要求控制环节中必须含有能够反映外部被控信号的数学模型，并且控制环节能够通过该模型源源不断的输出相应的控制信号。此时，内模的作用相当于一个信号发生器，可以在不依靠外部反馈信号的情况下，输出与外部信号相应的控制信号。
由传统控制理论可知，含有积分环节的控制系统可以实现对阶跃信号的零稳态误差跟踪或消除外部的阶跃干扰信号。从内模原理角度分析，阶跃信号或干扰的数学模型是1/s，控制系统中的积分环节也是1/s，即控制环节中含有外部被控信号的数学模型，从而实现系统的零稳态误差跟踪。
就并网逆变器系统而言，其并网电流不仅含有基波分量，还含有各种各样的谐波分量。对于此类系统，若采用传统的内模控制，控制环节的结构将会非常复杂，不符合实际应用的需求。
对于并网逆变器系统，其谐波信号的频率是基波信号频率的倍数，且具有周期性，即谐波信号在每个周期内均相同。此时可釆用如下内模：
式中，t为外部信号的周期，其框图见图7所示。
在实际应用中，由于延时环节难以用模拟电路实现，因此，重复控制通常通过离散域下的数字控制实现，其离散域的内模为：
式中，n＝fk/f为系统采样频率与系统基波频率的比值。该内模的框图如图8所示，由先进先出单元经正反馈后构成。由于重复控制技术能够调节含有复杂分量的交流信号，故重复控制技术被广泛应用于并网逆变器系统中并且使系统实现了很好的稳态跟踪性能和谐波抑制能力。
实际应用场合中的重复控制系统框图如图9所示。图9中，p(z)为被控对象的传递函数，y(z)为输出信号，r(z)为输入信号，e(z)为误差信号，u(z)为重复控制的输出信号，d(z)为扰动信号，s(z)为补偿环节。
为了使控制系统保持稳定，图9中的q(z)可取为小于1的常数或者为低通滤波器(lpf)，在实际应用中通常取值为0.95。
传统重复控制通常采用零相移误差跟踪理论对补偿环节s(z)进行设计，具体的补偿环节为s(z)＝krzkc(z)，分为以下三个部分：
1)kr：重复控制器增益，用来调节重复控制的补偿强度。当kr较小时，误差信号的收敛速度较慢，稳态误差有所上升，但是系统的稳定性得到加强；反之同理。通常设定为小于或等于1的常数。
2)c(z)：滤波器。由于器件参数的离散性，难以得到被控对象的精确模型，因此在整个工作频段使c(z)p(z)＝1是无法实现的。通常滤波器c(z)设计为使在中低频率c(z)p(z)增益为1，在中高频段增益迅速衰减，这样能够明显提高系统的稳定性能和抗干扰能力。
3)zk：超前环节，用作相位补偿器。对于已知的被控对象p(z)和根据该被控对象设计好的滤波器c(z)，通常c(z)p(z)的相位小于零。而zk作为超前相位补偿器，其作用就是用来补偿c(z)p(z)引起的相位滞后，使c(z)p(z)在中低频段近似零相移。
从以上重复控制器的设计过程可知，超前环节zk中的超前拍数k至关重要，而在常规的重复控制器设计过程中，采用的是整数拍超前相位补偿，也即是说超前相位补偿是离散的，其补偿精度取决于表格1或2的数值多少，数值越多，精度越高，即和开关频率成正比。然而，在大功率光伏并网逆变器中，为了提高逆变器效率，开关频率都较低，因而表格1和2的数值较少。为此，为了实现超前相位的连续补偿，本实施例提出了基于线性插值理论的分数拍相位补偿方法，可以实现电网全周期范围内的任意相位补偿。
由表格1或2中相邻两个单元的离散点值，根据线性插值理论可以计算出任意角度的相位补偿，具体如以下线性插值公式所示(以表格1为例)：
式中，ki和ki+1分别是表格1或2中相邻两个离散值edi和ed(i+1)的权值，表达如下
式中，
根据上述分析，假设大功率逆变器的开关频率fk＝3khz，电网基波频率为f＝50hz，则表格1和2中离散值的个数n＝fk/f＝60且有
1.由已知可知，要提前的度数位于12°和18°之间，故可以计算出i＝2，i+1＝3，即要提前的度数位于第2和第3个单元之间；
2.由表格1取出对应的表格单元值即ed2和ed3的值；
3.计算出k2和k3的值：
4.由步骤2和3，利用公式(6)即可计算出应该补偿的值
同理，也可以由表格2计算出eqx值。
由以上计算过程可知，对于需要提前的任意电角度均可以采用此方法实现。
步骤七、对求出的edx和eqx值分别乘以一个小于1的常数，进行低通滤波后作为重复控制器的输出值，分别记为d3和d4。
步骤八、求取d1和d3的和ud以及d2和d4的和uq，分别作为dq逆变换的输入，经dq逆变换后得到ua，ub，uc分量，采用svpwm算法产生六路pwm波，驱动主电路的功率器件。
图9中，对电压信号ud和uq进行dq逆变换(dq/abc)，得到三相电压信号ua，ub，uc分量，采用svpwm算法即可产生6路pwm波，经驱动电路放大后驱动主电路的功率器件。
值得说明的是：本实施例提出的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法不仅可以用于大功率太阳能光伏并网逆变器中，也可以用于风力发电用大功率变流器、高压svg、有源电力滤波器(apf)以及各类低开关频率的电压型大功率变换器中。
实施例1所述的一种降低大功率光伏并网逆变器输出电流thd的重复控制方法，使大功率光伏并网逆变器输出为标准的正弦波电流波形，降低了电流的thd，更好的满足了行业标准；同时，采用本专利方法不仅无需添加任何硬件成本，而且在开关频率一定的情况下，可以有效降低lcl型三阶滤波器的体积和成本，且软件实现简单，便于推广应用。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。