本发明涉及基于全桥电路的pwm脉冲控制技术领域，特别是涉及一种基于全桥电路的pwm脉冲控制方法、存储介质及终端。
背景技术：
大功率开关电源就是用通过电路控制开关管进行高速的导通与截止。将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压。常见的大功率电源功率部分电路常使用到全桥拓扑结构，通过pwm脉冲的调节实现对dc/dc输出电压的控制。
pwm控制技术就是对半导体开关器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。
而现有技术中，通常采用传统移相的控制pwm脉冲的方式实现对dc/dc输出电压的控制，传统移相控制算法较为复杂。
技术实现要素：
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种基于全桥电路的pwm脉冲控制方法、存储介质及终端，用于解决现有技术中采用移相控制算法调整pwm相位的计算复杂问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种基于全桥电路的pwm脉冲控制方法，所述基于全桥电路的pwm脉冲控制方法至少包括：在预设调制周期内对输出电压进行采样，获得电压采样结果，采用pid控制器对所述采样结果进行计算，计算得到针对全桥电路中mos管的开通时间值；根据预设的上限阈值和下限阈值以及所述开通时间值的关系，调整pwm脉冲的占空比。
优选地，所述全桥电路包括：第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管、第一电容、第二电容、电感；所述第一电容的第一端与所述第一mos管的漏极、所述第四mos管的漏极相连，所述第一mos管的源极与所述第二mos管漏极相连，所述第四mos管的源极与所述第三mos管漏极相连，所述第一电容的第二端与所述第二mos管的源极、第三mos管的源极相连，所述第一mos管源极和所述第四mos管的源极之间接入串联的所述第二电容、所述电感。
优选地，所述根据预设的上限阈值和下限阈值以及所述开通时间值的关系，调整pwm脉冲的占空比的步骤，包括：判断所述开通时间值是否位于所述上限阈值和所述下限阈值所组成的区间中；如果是，根据所述开通时间值调整pwm脉冲的占空比。
优选地，在所述开通时间值不位于所述上限阈值和所述下限阈值所组成的区间中时，所述方法还包括：获得所述开通时间值与所述上限阈值之差所对应的第一绝对值，以及所述开通时间值与所述下限阈值之差所对应的第二绝对值；判断所述第一绝对值是否大于所述第二绝对值；如果是，根据所述上限阈值调整pwm脉冲的占空比；如果否，根据所述下限阈值调整pwm脉冲的占空比。
优选地，在所述判断所述第一绝对值是否大于所述第二绝对值之前，所述方法还包括：获取所述第一绝对值与所述第二绝对值中的较小值；判断所述较小值是否大于预设阈值；如果是，不执行所述述判断所述第一绝对值是否大于所述第二绝对值的步骤。
优选地，所述根据所述开通时间值调整pwm脉冲的占空比，根据所述开通时间值，调整所述的第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管的栅极导通时间。
优选地，所述上限阈值为4.917us，所述下限阈值为0.083us
另外，本发明实施例还提供了一种该程序被处理器执行时实现任一项所述基于全桥电路的pwm脉冲控制方法的步骤。
以及，一种终端，包括处理器存储器，存储器存储有程序指令，其特征在于：处理器运行程序指令实现任一项所述的基于全桥电路的pwm脉冲控制方法中的步骤，
如上所述，本发明的一种基于全桥电路的pwm脉冲控制方法、存储介质及终端，具有以下有益效果：1、在调节过程中，不再需要上、下管驱动波形的移相的计算，仅上管的开通时间(ton)与电路的增益相关，控制算法得到大幅简化而可靠；2、两组桥臂的下管驱动均保持不变，而上管的驱动完全对称(不存在滞后、超前的问题)而避免了在轻载工况下，功率管zvs难以实现的问题。
附图说明
图1显示为本发明的基于全桥电路的控制方法的流程示意图。
图2显示为本发明中全桥电路的电路图。
图3显示为现有技术中移相控制算法的时序示意图。
图4显示为本发明的基于全桥电路的控制方法的pwm脉冲占空比的时序示意图。
元件标号说明
s101～s103步骤
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图1至图4。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
参见图1，为本发明实施例提供的一种基于全桥电路的pwm脉冲控制方法的流程示意图，所述基于全桥电路的pwm脉冲控制方法至少包括：
s101，在预设调制周期内对输出电压进行采样，获得电压采样结果。
需要说明的是，本发明实施例中的基于全桥电路的控制方法的调节过程是周期性的，所以，在对输出电压进行采样的过程也是周期的，且对电压采样的周期必然小于整个全桥电路的调节周期，具体周期对应的时间，本发明实施例在此不做具体限定。
本领域技术人员可以理解的是，对于输出的电压进行采样，会获得多个离散的采样电压值，具体的，可以按照离散的电压采样值的采样时间进行记录，例如u(t1)、u(t2)等等。
s102，采用pid控制器对所述采样结果进行计算，计算得到针对全桥电路中mos管的开通时间值。
需要说明的是，工业生产过程中，对于生产装置的温度、压力、流量、液位等工艺变量常常要求维持在一定的数值上，或按一定的规律变化，以满足生产工艺的要求。pid控制器是根据pid控制原理对整个控制系统进行偏差调节，从而使被控变量的实际值与工艺要求的预定值一致。不同的控制规律适用于不同的生产过程，必须合理选择相应的控制规律，否则pid控制器将达不到预期的控制效果。具体的，一个控制回路包括三个部分：系统的传感器得到的测量结果控制器作出决定通过一个输出设备来作出反应控制器从传感器得到测量结果，然后用需求结果减去测量结果来得到误差。然后用误差来计算出一个对系统的纠正值来作为输入结果，这样系统就可以从它的输出结果中消除误差。在一个pid回路中，这个纠正算法包含三个环节，消除目前的误差，平均过去的误差，和透过误差的改变来预测将来的误差。
具体的，采用pid控制器的计算公式，具体表达为：
其中，本公式中err指的是输出电压采样值与设置值得差值。公式中的三部分分别指的是针对误差计算的比例环节、积分环节、微分环节，将这三部分计算后进行相加，u(x)即为最终输出。即u(x)为计算得到针对全桥电路中mos管的开通时间值，具体的，u(x)与mos管的开通时间为一个正相关的量，通过正相关系数k进行获得开通值，假设t1为开通时间值那么，u(x)＝kt1。
s103，根据预设的上限阈值和下限阈值以及所述开通时间值的关系，调整pwm脉冲的占空比。
具体的，本发明的实施例中，所述根据预设的上限阈值和下限阈值以及所述开通时间值的关系，调整pwm脉冲的占空比的步骤，包括：判断所述开通时间值是否位于所述上限阈值和所述下限阈值所组成的区间中；如果是，根据所述开通时间值调整pwm脉冲的占空比。假设计算出来的开通时间值为2.15us，预设的上限阈值为3.80us，预设的下限阈值0.09us，因为2.15us小于3.80us且大于0.09us，所以以开通时间值2.15us调整pwm脉冲的占空比。
另外，如果开通时间值不在预设的上限阈值和下限阈值所组成的区间中时，本发明实施例还提供了一种解决方法，所述方法还包括：获得所述开通时间值与所述上限阈值之差所对应的第一绝对值，以及所述开通时间值与所述下限阈值之差所对应的第二绝对值；判断所述第一绝对值是否大于所述第二绝对值；如果是，根据所述上限阈值调整pwm脉冲的占空比；如果否，根据所述下限阈值调整pwm脉冲的占空比。
可以理解的是，以第一绝对值和第二绝对值进行比较，则可以确定开通时间值与上限阈值相邻较近还是与下限阈值相邻较近，如果靠近哪一端的阈值，那么就以该端的阈值调整pwm脉冲的占空比。
为了在运行过程中出现pid控制器计算值溢出的故障等问题，本发明实施例在所述判断所述第一绝对值是否大于所述第二绝对值之前，所述方法还包括：获取所述第一绝对值与所述第二绝对值中的较小值；判断所述较小值是否大于预设阈值；如果是，不执行所述述判断所述第一绝对值是否大于所述第二绝对值的步骤。通过第一绝对值和第二绝对值中的最小值与预设阈值进行比较的方式，在其不大于预设阈值时方可进行pwm脉冲的占空比的调整，此时因为已执行过第一绝对值和第二绝对值的比较，可以直接根据确定的是以上限阈值还是以下限阈值调整pwm脉冲的占空比。
本发明的一个具体实现方式中，开关周期100khz(对应的周期为10us)时，上限阈值为4.917us，下限阈值为0.083us。
如图2所示，本发明实施例中，所述全桥电路包括：第一mos管t1、第二mos管t2、第三mos管t3、第四mos管t4、第一电容c1、第二电容c2、电感l；所述第一电容c1的第一端与所述第一mos管t1的漏极、所述第四mos管t4的漏极相连，所述第一mos管t1的源极与所述第二mos管t2漏极相连，所述第四mos管t4的源极与所述第三mos管t3漏极相连，所述第一电容c1的第二端与所述第二mos管t2的源极、第三mos管t3的源极相连，所述第一mos管t1源极和所述第四mos管t4的源极之间接入串联的所述第二电容c2、所述电感l。第一mos管t1、第二mos管t2、第三mos管t3、第四mos管t4的栅极分别接受pwm脉冲占空比的调节，主要是通过对第一mos管t1、第二mos管t2、第三mos管t3、第四mos管t4的栅极导通时间进行pwm脉冲占空比的调节。如图3是现有技术的相控制算法，通过调整vt1与vt4、vt2与vt3驱动的相位来调整占空比，及vt1与vt4、vt2与vt3导通重叠部分越多，占空比越大，重叠部分越少，占空比越小。需要实时控制vt1与vt4、vt2与vt3相对相位，并根据输出负载大小实时调整相位，而且还需要保证vt1与vt2、vt2与vt2的死区时间，算法和控制策略复杂，所以计算复杂度高。可以理解的是，t2、t3为下管，其驱动为固定占空比为50％的pwm，不需要进一步调整，仅动态调整上管t1、t4(由于mos管的对称设置，还可以仅动态调整上管t2、t3)的驱动即可。
本发明实施例中，具体调节过程如图4所示，采用下管的驱动波形固定不变，仅上管的驱动波形依据闭环控制的结果而动态调节，开通时间为在图4示中阴影部分区域调节，死时间为上管驱动保留的上升沿、下降沿的死区时间。由于下管(t2、t3)的驱动、上管(t1、t4)的死区时间均为固定值而在整个调节过程中不需要增加额外的运算量进行动态调节，软件控制过程得到大大的简化。
另外，本领域技术人员可以理解的是，涉及到普通的移相全桥的控制思路中，滞后臂在轻载的工况，会有实现功率管zvs开通困难的情况，而本方法中，两组桥臂的下管驱动均保持不变，而上管的驱动完全对称(不存在滞后、超前的问题)而避免了在轻载工况下，功率管zvs难以实现的问题。
综上所述，本发明提供的基于全桥电路的pwm脉冲控制方法、存储介质及终端，通过在预设调制周期内对输出电压进行采样，获得电压采样结果，并采用pid控制器对所述采样结果进行计算，计算得到针对全桥电路中mos管的开通时间值；在根据预设的上限阈值和下限阈值以及所述开通时间值的关系，调整pwm脉冲的占空比。所以在调节过程中，不再需要上、下管驱动波形的移相的计算，仅上管(或者仅下管)的开通时间(ton)与电路的增益相关，控制算法得到大幅简化而可靠；2、两组桥臂的下管驱动均保持不变，而上管的驱动完全对称(不存在滞后、超前的问题)而避免了在轻载工况下，功率管zvs(零电压开通)难以实现的问题，因此实现了mos管的zvs特性，通过有效降低mos管的开关损耗，提升了电能转换效率。本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。