本申请涉及新能源发电领域与电力电子变换器控制领域，尤其涉及到一种用于非反相buck-boost变换器的统一模式控制方法，用于多模式dc-dc变换器电路的运行控制。
背景技术：
在直流配网与直流微网中，可再生能源和储能设备的直流输出都具有宽电压的特征，其输出电压随特定工作条件变化而在较宽范围内波动。当可再生能源与储能设备通过dc-dc变换器进行功率变换与电网接入时，dc-dc变换器输入电压范围与输出电压范围之间往往出现交叠。这就要求dc-dc变换器不仅具有升压能力，同时还具有降压能力。非反相buck-boost变换器(non-invertingbuck-boostconverter,nibb)作为一种宽电压变换范围的dc-dc变换器，在直流配网与直流微网中，可用于可再生能源和储能设备的接口变换器单元。nibb拓扑结构，如图1所示。忽略各元件寄生参数，nibb的平均模型为：
其中l、c、req分别nibb变换器的电感、电流与等效负载电阻，vi、vo分别是nibb的输入电压与输出电压，il是nibb的电感电流，iload是等效电流源负载，d1、d2分别是s1、s2的占空比。根据式(1)，令微分项为零，可得稳态变压比如下：
其中d1、d2分别是s1和s2的稳态占空比。
现有nibb的控制策略分为同步与非同步控制两种手段，两种手段各有优缺点，分述如下：
“同步控制”是一种易于实现的nibb控制策略。在该策略下，图1中的s1与s4开关同步动作，s2与s3开关同步动作。同步控制策略只涉及一个控制量，因此反馈回路设计方法较为简单，与传统dc-dc变换器反馈控制设计方法相同。由于同步控制策略下每个周期有四个开关动作，开关损耗大，造成能量转换效率低。同时稳态运行时电感电流较高，进而导致元件额定容量与造价升高。
“非同步控制”能够降低变换器损耗，提升变换器效率。非同步控制下的nibb存在三种工作模式，包括buck模式、boost模式以及过渡模式。在buck模式中，s2始终导通，每周期内s1、s3发生开关动作，s4不动作；boost模式中，s1始终导通，每周期内s2、s4发生开关动作，s3不动作。在buck与boost模式下，每个开关周期只有两个开关动作，与同步控制相比，非同步控制策略下变换器损耗得以降低。
考虑到实际开关元件存在死区时间和控制延迟，相应功率开关存在最大占空比和最小占空比。为保证式(2)中稳态升压比连续，需要在buck模式和boost模式之间插入过渡模式。图2所示的过渡模式可视作由“扩展buck模式”(extendbuck)和“扩展boost模式”(extendboost)构成。上述各模式工作范围与定义，如图3所示。图中x，y轴分别为开关s1、s2稳态占空比d1、d2。式(2)中升压比可图形化表示为运行工作点和原点o连线斜率。当稳态升压比增大时，变换器依次工作在buck模式、“扩展buck模式”、“扩展boost模式”与boost模式。
由上述分析可见，非同步控制下需要对变换器工作模式(buck模式、boost模式以及过渡模式)进行选择。现有模式切换策略一般通过比较输入电压和参考电压来决定。不论变换器处于稳态或暂态，只要检测到实时输入电压高于输出电压参考值，就控制nibb工作在buck模式；若实时输入电压低于输出电压参考值，则令nibb工作在boost模式；当输入、输出电压较为接近时，控制nibb工作在过渡模式。这种模式切换策略需要额外的电压传感器用以测量输入电压。此外，在输出电压与输入电压接近的场景下，这种模式切换策略的动态性能较差。
为降低额外的电压传感器数量，提高nibb变换器动态性能，本发明提出适用于非反相buck-boost变换器(nibb)的统一模式控制方法。
技术实现要素：
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种一种用于非反相buck-boost变换器的统一模式控制方法。
本发明是根据以下技术方案实现的：
一种用于非反相buck-boost变换器的统一模式控制方法，其特征在于，包括：
步骤s1：建立nibb的平均模型：
其中l、c、r分别nibb变换器的电感、电流与负载电阻，vi、vo分别是nibb的输入电压与输出电压，il是nibb的电感电流，iload是电流源负载，d1、d2分别是s1、s2的占空比，根据式(1)令微分项为零，得稳态变压比如下：
其中d1、d2分别是s1和s2的稳态占空比；
步骤s2：建立nibb的线性变参数(linearparameter-varying,lpv)模型，将电压偏差值的积分列入系统状态变量。系统状态变量为：
其中
联立式(1)，(3)，nibb的模型可写成：
其中
令参考电压vref为常量，取负载电流源为扰动项，即w＝[iload]；
步骤s3：定义统一模式控制下的唯一输入控制量为“等效占空比”d。考虑到nibb存在buck模式、扩展buck模式、扩展boost模式、boost模式共四种工作模式，定义“等效占空比”d与d1、d2之间的分段线性关系为：
其中dmax、dbuck、dboost是小于1的常数，典型的取值为dmax＝0.9，dboost＝dbuc＝0.75。系数ki与模式切换边界di的关系为：
建立统一模式控制的nibb的lpv模型。将上述关系式代入(5)，全运行范围的nibb统一表达为：
其中
变参数d2x、vx、ix随不同模式和工作条件而变，这几个变参数在buck模式、扩展buck模式、扩展boost模式以及boost模式下的取值分别由式(8)、(9)、(10)给出：
d2x取值在buck模式与扩展buck模式下是固定的，在扩展boost模式与boost模式下则分别与d2及d3相关，每个变参数均在一定的区域内取值；对等效占空比取值进行定义：
对于vx，由于nibb既工作在升压模式又工作在降压模式，即：
vimin＜vo＜vimax(11)
可选定
k1＝k2＝-k3＝-k4＝k(12)
则vx和ix的值由如下区间所决定：
vx∈[kvimin,kvimax](13)
ix∈[kilmin,kilmax](14)
不妨取k为0.1，由于nibb模型中参数k的存在以bd·d乘积形式出现，不同的k值可通过线性控制器的系数进行补偿，因此k数值选取对变量变化区域无影响；
d2x取值在buck模式与扩展buck模式下是固定的，在扩展boost模式与boost模式下则分别与d2及d3相关，扩展boost模式与boost模式下d2x的值不能同时在区间[dmax,1]内，令扩展boost模式下的d2x为：
联立(12)～(15)，可求得d1-d4的值。
步骤s4：基于线性矩阵不等式(linearmatrixinequity,lmi)方法，对统一模式运行工况下变换器控制策略进行设计。
根据非线性控制理论，对于前述nibb模型的lpv系统，系统在整个工作域上的稳定性、鲁棒性与零极点配置等系统特性可转变为凸集顶点的特性。
基于lpv模型，对闭环反馈系统的性能进行分析。加入线性控制器的统一模式控制框图如图6所示。为确保变换器稳定性、鲁棒性以及良好动态性能，闭环控制器需满足以下线性矩阵不等式：
1)李雅普诺夫稳定性
当且仅当存在对称矩阵w与矩阵y满足式(16)时，系统可通过状态反馈d＝kx镇定：
2)鲁棒性
当且仅当存在对称正定矩阵w和矩阵y满足式(17)时，系统可通过含h∞范数γ的状态反馈d＝kx镇定：
3)零极点配置
当且仅当存在对称正定矩阵w和矩阵y满足式(18)(19)(20)时，闭环系统的零极点可通过位置参数α,ρ,θ(参数含义如图7所示)定义：
aw+wa′+buy+y′b′u+2αw＜0(18)
4)控制器规划
依据lmi(线性矩阵不等式)控制设计理论，变换器控制设计遵循以下限制条件：
(1)使γ最小化；
(2)对所有lpv模型中的变参数的定点，均需满足条件(16)～(20)。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明的统一模式控制器工作模式完全由等效占空比决定，与离散模式控制相比，不需要额外的输入电压传感器，从而降低系统成本；
本发明实现暂态下变换器各工作模式的灵活切换，降低控制器输出建立时间与恢复时间，减小输出电压偏差，提升系统动态性能；
与同步控制相比，减少每周期发生动作开关的数量，降低总体的开关动态损耗，提升dc-dc变换器转换效率。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为多模式非反相buck-boost电路图；
图2为离散模式控制工作模式切换逻辑示意图；
图3为多工作模式nibb运行范围示意图；
图4为离散模式控制与统一模式控制概念图；
图5为统一模式控制工作模式切换逻辑示意图；
图6为统一模式控制框图；
图7为极点区域位置说明；
图8为离散模式控制框图；
图9为两种模式控制下负载上升时的响应比较示意图；
图10为两种模式控制下负载下降时的响应比较示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
为说明“统一模式控制”与“传统非同步控制”之间的区别，图4对两种控制逻辑进行对比。统一模式控制特点在于：根据控制需求实现nibb工作模式的灵活选择，而不局限于根据输入电压与输出参考电压所决定的稳态工作点。
为描述工作在不同状态的nibb，需要建立描述nibb的lpv模型。统一模式控制下，输入控制量为“等效占空比”d，相应模式切换逻辑如图5所示。
本发明的一种用于非反相buck-boost变换器的统一模式控制方法，包括：
建立nibb的平均模型为：
其中d1、d2分别是s1、s2的占空比，根据式(1)令微分项为零，得稳态变压比如下：
其中d1、d2分别是s1和s2的稳态占空比。
对于接入可再生能源和储能设备的nibb，控制目标通常是输出电压。建立统一模式控制的模型，将电压偏差值的积分列入系统状态变量，其中系统状态变量为为：
其中
联立式(1)，(3)，nibb的模型写成：
其中
令参考电压vref为常量，取负载电流为扰动项，即w＝[iload]。
统一模式控制下，输入控制量为等效占空比d，定义等效占空比d与d1、d2之间的线性关系如(6)所示。
其中，
将上述关系式带入(6)，全运行范围的nibb统一表达为：
其中
变参数d2x、vx、ix随不同模式和工作条件而变，这几个变参数在buck模式、扩展buck模式、扩展boost模式以及boost模式下的值分别由式(8)，(9)，(10)给出：
d2x取值在buck模式与扩展buck模式下是固定的，在扩展boost模式与boost模式下则分别与d2及d3相关，每个变参数在确定的区域内取值。为降低控制设计保守性，需要上述各变量变化区域的最小凸集。对等效占空比取值进行定义：
对于vx，由于nibb既工作在升压模式又工作在降压模式，即：
vimin＜vo＜vimax(11)
可选定
k1＝k2＝-k3＝-k4＝k(12)
则vx和ix的值由如下区间所决定：
vx∈[kvimin,kvimax](13)
ix∈[kilmin,kilmax](14)
这里选取k为0.1，由于nibb模型中参数k的存在以bd·d乘积形式出现，不同的k值可通过线性控制器的系数进行补偿，因此k数值选取对变量变化区域无影响；
d2x取值在buck模式与扩展buck模式下是固定的，在扩展boost模式与boost模式下则分别与d2及d3相关，扩展boost模式与boost模式下d2x的值不能同时在区间[dmax,1]内，令扩展boost模式下的d2x为：
联立(12)～(15)，可求得d1-d4的值。
根据非线性控制理论，对于前述lpv系统，系统在整个工作域上的稳定性、鲁棒性与零极点配置等系统特性可转变为凸集顶点的特性。以下基于lmi(线性矩阵不等式)方法，对统一模式运行工况下变换器控制策略进行设计。
基于前述lpv模型，可对闭环反馈系统的性能进行分析。加入线性控制器的统一模式控制框图如图6所示。为了确保变换器稳定性、鲁棒性以及良好动态性能，闭环控制器需满足以下线性矩阵不等式：
1)李雅普诺夫稳定性
当且仅当存在对称矩阵w与矩阵y满足式(16)时，系统可通过状态反馈d＝kx镇定：
2)鲁棒性
当且仅当存在对称正定矩阵w和矩阵y满足式(17)时，系统可通过含h∞范数γ的状态反馈d＝kx镇定：
3)零极点配置
当且仅当存在对称正定矩阵w和矩阵y满足式(18)(19)(20)时，闭环系统的零极点可通过位置参数α,ρ,θ定义(关于极点区域位置与参数α,ρ,θ关系说明，如图7所示)：
aw+wa′+buy+y′b′u+2αw＜0(18)
4)控制器规划
依据lmi(线性矩阵不等式)控制设计理论，变换器控制设计遵循以下限制条件：
(1)使γ最小化；
(2)对所有lpv模型中的变参数的定点，均需满足条件(16)～(20)。
实施例1：
对如图1所示的nibb电路图进行仿真，电路各元件参数分别为：c＝1mf，l＝1mh，r＝20ω。根据电路参数，取vin＝48v。基于lmi设计得到的统一模式控制器为[-0.93,-2.9,-587]。
为了验证统一模式控制器的有效性，设计与图6等价的离散模式控制器，如图8所示。内环使用比例控制，外环使用pi控制。控制参数设为：kvp＝3,kvi＝540,kip＝0.16。
在负载上升和负载下降条件下，对统一模式控制和离散模式控制的性能进行比较。仿真时用数字代表nibb的各工作模式，其中1代表buck模式，2代表扩展buck模式，3代表扩展boost模式，4代表boost模式。
1)负载上升情况下的响应
输入电压50v，参考输出电压设为48v。根据图2，稳态下的统一模式控制nibb与离散模式控制nibb均应当工作于扩展buck模式。
图9所示为电感电流、输出电压与工作模式波形。t＝0.02s时，负载电阻r从40ω降至13ω。此时，统一模式控制首先切入扩展boost模式，从而使得电感电流迅速上升，暂态过程结束后切回扩展buck模式。而离散模式控制在整个暂态过程中始终保持在扩展buck模式，导致恢复过程较慢，输出电压存在较大过冲。
2)负载下降情况下的响应
取输入电压44v，参考输出电压48v。根据图2，稳态下的统一模式控制nibb与离散模式控制nibb均应当工作于扩展boost模式。
电感电流、输出电压与工作模式波形如图10所示。t＝0.02s时，负载电阻r从13ω升至40ω。此时，统一模式控制首先切入扩展buck模式，使得电感电流迅速下降，暂态过程结束后切回扩展boost模式。而离散模式控制下的变换器在整个暂态过程中始终工作于扩展boost模式，恢复过程较慢，输出电压过冲较大。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。