一种大型新能源电站的高可靠阻尼重塑方法与流程

本发明涉及新能源分布式发电领域，特别是针对于一种新能源发电场站的多机振荡抑制与阻尼增强方法。

背景技术

分布式发电技术作为推进能源结构优化、加速向绿色能源转型的重要手段,是国家能源发展的重中之重。以太阳能、风能为代表的大规模可再生能源并网发电已经成为新型电力系统不可阻挡的发展趋势，我国新能源电站正向规模化和大型化发展，若干兆瓦级并网光伏电站相继在青海、甘肃、宁夏等地开工或运行。然而，由于新能源电站输出功率随机波动以及无转动惯量等特性，以光伏为代表的新能源电站接入电网后，波动的光伏出力改变了系统运行点，同时并网逆变器与常规机组相比具有不同的控制策略，这些都会改变新能源场站系统的阻尼，不但对系统原有的机电振荡模式产生影响，也会带来新频段范围的振荡。并且光伏电站采用了多lcl型逆变器并联入网的系统结构，采用lcl滤波器的设计会使逆变器系统频带中存在谐振频率点。其中各自逆变器的lcl滤波回路相互的关联以及线路上分布参数阻抗的影响，使多逆变器的输出回路构成了一个复杂的高阶电网络。这一高阶电网络的存在不仅会导致逆变器输出谐波电流放大，严重时则可能会导致多逆变器并联系统的谐振，制约着新能源场站的长期发展。

目前，从改进lcl型场站变流器的控制策略而增强新能源场站的系统阻尼是抑制变流器阻抗耦合造成的功率振荡及谐波谐振的有效方法，主要有无源阻尼和有源阻尼方法。相较于无源阻尼，有源阻尼可通过灵活的控制算法来代替电阻器件，未引入额外的功耗，却能达到相同的谐波谐振抑制效果，而受到广泛地研究。同时，根据传感器的使用数量，有源阻尼可分成两种类型：第i类为除必须的电流外环及电网电压传感器外，还需附加的传感器；第ii类为无需附加的传感器。现有的有源阻尼技术多为第i类，如电容电压反馈、电容电流反馈和多变量复合反馈等，该类方法在控制算法上易于实现，但其需要额外的传感器，不仅增加硬件成本，还不利于系统的可靠性。

然而，传统的lcl型场站变流器控制却未从根本上解决变流器阻抗耦合造成的新能源场站功率振荡及谐波谐振问题，主要体现在两个方面：1)现有有源阻尼技术还暂未有控制性能较优越的第ii类有源阻尼方法；2)数字控制下宽范围的电网阻抗变化造成系统稳定性的问题也亟待突破。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种大型新能源电站的高可靠阻尼重塑方法，其特征在于，所述新能源电站包括多个光伏阵列、直流汇流箱柜、lcl型场站变流器、双分裂变压器、35kv母线、升压变、站用负荷及输电线路；所述光伏阵列与所述直流汇流箱柜连接；所述直流汇流箱与所述lcl型场站变流器连接；所述两台lcl型场站变流器并联后与所述双分裂变压器连接，组成一个容量为1mva发电单元；所述50个1mva发电单元并联输出与所述35kv段母线连接；所述35kv段母线与所述升压变连接；所述升压变与所述受端负荷、所述架空线路连接；所述架空线路与所述送端负荷连接；该方法为：

1)在每个采样周期的起始点，lcl型场站变流器的a/d采样电路对三相电网电压ug和逆变器侧电感l1的电流il分别进行采样，并将采样数据送给其控制模块处理；

2)lcl型场站变流器的逆变侧电流外环采用同步旋转坐标系下准比例积分控制，将逆变电流参考值iref与il的差值作为电流外环控制器的输入，得到电流外环的控制输出ud；其中，电流外环控制器gsrfqpi(s)的表达式为

式中，kp和kr分别是同步旋转坐标系下准比例积分控制控制器的比例系数和谐振增益，ωc是截止角频率，ω0是基波角频率；

3)在每个开关周期中，对il采用两次采样两次装载模式，并设计逆变侧电流反馈有源阻尼控制器gvl-b(s)，将il作为输入，得到电流有源阻尼环的输出uv；

4)将电流环输出ud与有源阻尼控制器的输出uv相减，得到spwm调制波信号um；

5)对spwm调制波um和三角载波进行双极性调制，得到逆变电路开关管的占空比信号，经lcl型三相并网逆变器的驱动保护电路，控制逆变电路开关管的开通与关断。

所述步骤3)中，采用两次采样两次装载模式，在每个开关周期中，对il采样两次，有源阻尼控制器的输出信号uv更新两次；同时，为了避免开关纹波，逆变器电流的采样时刻位于三角载波的峰谷，spwm调制信号um的装载时刻位于三角载波的波峰和波谷。通过改善spwm调制方式来降低有源阻尼内环的控制延迟，延迟传递函数的表达式为：

式中，ts为采样周期，ω为角频率。

所述步骤3)中,逆变侧电流反馈有源阻尼控制器gvl-b(s)的表达式为：

式中，λ是超前控制系数(λ＝1,2,…)，ts是采样周期，ωd为截止角频率，用于获取逆变器侧电流在谐振频段处的分量；kad为比例系数。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

本发明针对新能源发电场站lcl型并网发电单元弱阻尼振荡的难题，提出了一种新能源发电场站的多机振荡抑制与阻尼增强方法，降低了控制所导致的谐振频率偏差对谐振抑制的影响。无论电网下电网阻抗如何变化，所等效的虚拟电阻均呈正阻性，进而提高了系统的稳定性。

附图说明

图1为本发明一实施例新能源电站的电气结构图；

图2为本发明一实施例大型新能源电站高可靠阻尼重塑的控制系统图；

图3为本发明一实施例所提方法的等效虚拟阻尼的示意图；

图4为本发明一实施例所提方法的两次采样两次装载模式图；

图5为本发明一实施例所提方法的弱电网下并网电流的稳态实验波形；

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例新能源电站系统包括多个光伏阵列、直流汇流箱柜、lcl型场站变流器、双分裂变压器、35kv母线、升压变、站用负荷及输电线路；所述光伏阵列与所述直流汇流箱柜连接；所述直流汇流箱与所述lcl型场站变流器连接；所述两台lcl型场站变流器并联后与所述双分裂变压器连接，组成一个容量为1mva发电单元；所述50个1mva发电单元并联输出与所述35kv段母线连接；所述35kv段母线与所述升压变连接；所述升压变与所述受端负荷、所述架空线路连接；所述架空线路与所述送端负荷连接；

具体的实施方式为：

1)在每个采样周期的起始点，lcl型场站变流器的a/d采样电路对三相电网电压ug和逆变器侧电感l1的电流il分别进行采样，并将采样数据送给其控制模块处理；

2)lcl型场站变流器的电流外环采用同步旋转坐标系下准比例积分控制器，将逆变侧的电流参考值iref与il的差值作为控制器的输入，得到电流外环的控制输出ud；其中，电流外环控制器gsrfqpi(s)的表达式为：

式中，kp和kr分别是同步旋转坐标系下准比例积分控制控制器的比例系数和谐振增益，ωc是截止角频率，ω0是基波角频率；

3)在每个开关周期中，对il采用两次采样两次装载模式，并设计逆变侧电流反馈有源阻尼控制gvl-b(s)，将il作为输入，得到电流有源阻尼环的输出uv；

4)将电流外环输出ud与有源阻尼环输出uv相减，得到spwm调制波信号um；

5)对spwm调制波um和三角载波进行双极性调制，得到逆变电路开关管的占空比信号，经lcl型场站变流器的驱动保护电路，控制逆变电路开关管的开通与关断。

所述步骤3)中，采用两次采样两次装载模式，在每个开关周期中，对il采样两次，有源阻尼控制器的输出信号uv更新两次；同时，为了避免开关纹波，逆变器电流的采样时刻位于三角载波的峰谷，spwm调制信号um的装载时刻位于三角载波的波峰和波谷。通过改善spwm调制方式来降低有源阻尼内环的控制延迟，延迟传递函数的表达式为：

式中，ts为采样周期，ω为角频率。

所述步骤3)中,控制器gvl-b(s)的表达式为：

式中，λ是超前控制系数(λ＝1,2,…)，ts是采样周期，ωd为截止角频率，用于获取逆变器侧电流在谐振频段处的分量；kad为比例系数。

图2为所提方法的实际系统结构图与控制系统框图。其中实际系统包括光伏阵列，直流侧储能电容cdc，典型的电压源逆变器和lcl滤波器，实现将光伏侧能量友好地馈入到电网中。其中逆变器侧电感l1，滤波电容c和电网侧电感l2是lcl滤波器的组成部分，udc是直流侧电压，uinv和ug分别是逆变器侧电压和电网电压，il和ig分别是逆变器侧电感l1的电流和电网电流，lg是电网阻抗。其中，uinv(s)到il(s)的传递函数为：

式中，ωres是lcl谐振角频率设计值。

控制系统主要由逆变侧电流外环及逆变侧电流反馈有源阻尼环组成，其中电流外环和有源阻尼环的反馈量均为逆变器侧电流，电流外环采用同步旋转坐标系下准比例积分控制(synchronousreferenceframequasiproportionalintegral,srfqpi)。gsrfqpi(s)是电流外环控制器的传递函数，gvl_b(s)是所发明的逆变侧电流反馈有源阻尼环控制器的传递函数，iref是逆变器侧电感l1的电流参考值，λ1ts和λ2ts分别是电流外环和有源阻尼环的计算延时，gh1(s)和gh2(s)分别是电流外环和有源阻尼环的零阶保持器的传递函数，uv是有源阻尼控制器的输出信号，ud是gsrfqpi(s)的输出信号，um是spwm调制信号。

图3为所提方法的虚拟阻尼等效图。其等效为虚拟阻抗zeq(s)与逆变器侧电感l1串联。显然，随着虚拟电阻req(s)的增加，谐振抑制效果变好，所提有源阻尼方法的等效虚拟电阻req(s)与谐振抑制呈正比例关系。zeq(s)的表达式为

zeq(s)＝kads/(s+ωd)

式中，ωd为截止角频率，kad为比例系数。

图4为有源阻尼内环的两次采样两次装载模式图。通过改善pwm调制方式来降低有源阻尼内环的控制延迟。具体实现方式：在每个开关周期中，对有源阻尼内环的逆变器电流信号采样两次，有源阻尼控制器的输出信号uv更新两次；但电流外环的输入和输出信号仅采样和更新一次，以避免冗余计算时间。同时，为了避免开关纹波，逆变器电流的采样时刻位于三角载波的峰谷，

t1(<0.5ts)和t2(>0.5ts)分别是gsrfqpi(s)的输出信号ud和有源阻尼控制的输出信号uv的更新时间，pwm调制信号um的装载时刻位于三角载波的波峰和波谷。

在这种情况下，有源阻尼内环的计算延迟λ2ts减小到0.5ts。同时，有源阻尼内环的zoh的传递函数表达式为

那么，有源阻尼内环的控制延迟减小到0.75ts，其传递函数表达式为

此时，采用两次采样两次装载模式，fr在(7/24fs,11/24fs)范围内，仍位于lcl谐振频率设计区间内。

图5为弱电网下并网电流的稳态实验波形。电网阻抗值分别选取l＝0.1mh,0.3mh和0.6mh时候的电网电流的波形如图(a),图(b)和图(c)。在等效电网阻抗在0.1-3.0mh范围内变化时，并网电流的畸变率始终小于3.2％。所提方法不仅改善了lcl谐振抑制效果，而且提高了lcl型并网逆变器对弱电网下电网阻抗变化的鲁棒性。