一种无刷双馈电机前馈电流控制系统、前馈电流控制器及其设计方法与流程

本发明涉及无刷双馈电机控制系统，特别是涉及一种无刷双馈电机前馈电流控制系统、前馈电流控制器及其设计方法。

背景技术

随着电机制造技术的发展，一种性能更加优良的交流电机——无刷双馈电机在船舶发电、变速恒频发电系统、调速系统等领域起到了越来越重要的作用。无刷双馈电机可实现异步运行、同步运行以及双馈运行。无刷双馈电机性能稳定、结构简单，同时控制所需的变频器容量小，成本低，与广泛使用的双馈电机相比，没有电刷和滑环，可靠性更高。但是仍存在着控制难度大、转子损耗大等问题，还需要对无刷双馈电机的控制性能等方面作出进一步的研究。

无刷双馈电机的控制方法包括标量控制、矢量控制、直接转矩控制等。标量控制是对功率绕组和控制绕组的定子电压和频率进行直接控制，进而改变电机运行状态，由于只需要对电压和频率进行控制，控制算法相对简单，但其抗干扰能力差；矢量控制主要通过电流环对无刷双馈电机进行控制，现有的研究尚未考虑控制系统稳定性及动态性的分析；直接转矩控制需要测量电机的端电压、电流以及转速用以估计电机的磁链和转矩，进而实现对电机控制，现有的控制方法缺乏对控制绕组电流回路特性的研究，控制系统的稳定性和动态性不佳。

技术实现要素：

发明目的：为解决现有技术的问题，本发明提出了一种无刷双馈电机前馈电流控制系统、前馈电流控制器及其设计方法。

技术方案：本发明提供了一种无刷双馈电机前馈电流控制系统，该控制系统包括电网、无刷双馈电机、第一变换器、第二变换器、磁链计算模块、角度计算模块、角速度计算模块、光电编码盘、前馈电流控制器、第三变换器、第四变换器、svpwm脉冲发生器、控制绕组侧功率变换器以及直流侧；

其中，无刷双馈电机的功率绕组和控制绕组分别连接到电网和功率变换器上，功率变换器另一端连接到直流侧；第一变换器的输入连接无刷双馈电机的功率绕组，输出连接前馈电流控制器；第二变换器的输入连接无刷双馈电机的功率绕组，输出连接磁链计算模块；磁链计算模块的一个输出连接前馈电流控制器，另一个输出一路连接第一变换器，另一路连接角度计算模块，第三路通过微分器连接角速度计算模块；角速度计算模块的输出连接前馈电流控制器；光电编码盘安装在无刷双馈电机转子上，光电编码盘的输出一路通过微分器连接角速度计算模块，另一路连接角度计算模块，角度计算模块的输出分别与第三变换器和第四变换器的一个输入相连；第三变换器的另一个输入与无刷双馈电机的控制绕组连接，其输出与前馈电流控制器连接；前馈电流控制器的输出与第四变换器连接，第四变换器的输出与svpwm脉冲发生器的输入相连，svpwm脉冲发生器的输出与功率变换器的输入相连。

优选的，所述前馈电流控制器包括第一比较单元、比例积分控制器、第一前馈补偿项、第二前馈补偿项、第三前馈补偿项、第二比较单元和第三比较单元，其中，第一比较单元的输入为控制绕组参考电流矢量ics^*和实际电流矢量ics，第一比较单元的输出与比例积分控制器的输入相连，比例积分控制器的输出与第二比较单元的一个输入相连，第三前馈补偿项作为第二比较单元的另一个输入，第二比较单元的输出与第三比较单元的一个输入相连，第一前馈补偿项和第二前馈补偿项作为第三比较单元的另外两个输入项，第三比较单元的输出为控制绕组参考电压矢量ucs^*，功率绕组实际电流矢量ips作为第一前馈补偿项的输入，控制绕组实际电流矢量ics作为第二前馈补偿项的输入。

优选的，所述磁链计算模块采集功率绕组定子电压在两相静止坐标系的数值upαs和upβs，并使用upαs和upβs计算功率绕组定子电压的相角θu及幅值|us|：

根据功率绕组定子电压和磁链的关系，计算功率绕组磁链的相角θp和幅值ψp：

其中，ωp为功率绕组电量的角速度。

优选的，所述角度计算模块由光电编码盘以及磁链计算模块获得的转子位置角θm和功率绕组磁链相角θp，计算得到控制绕组电量的角度θc，它们之间关系为：

θc＝θp-(pp+pc)θm；

其中，pp和pc分别为功率电机和控制电机的极对数。

优选的，所述角速度计算模块将光电编码盘以及磁链计算模块获得的转子位置角θm和功率绕组磁链相角θp进行微分，计算得到转子角速度ωm、功率绕组电量的角速度ωp：

然后根据控制绕组电量角速度ωc与ωm、ωp的关系，计算出ωc的大小，它们之间关系为：

ωc＝ωp-(pp+pc)ωm；

其中，pp和pc分别为功率电机和控制电机的极对数。

优选的，所述svpwm脉冲发生器使用空间矢量脉宽调制技术生成三相pwm波。

优选的，所述控制绕组侧功率变换器采用三相全桥逆变电路。

本发明还提供了一种前馈电流控制器，包括第一比较单元、比例积分控制器、第一前馈补偿项、第二前馈补偿项、第三前馈补偿项、第二比较单元和第三比较单元，其中，第一比较单元的输入为控制绕组参考电流矢量ics^*和实际电流矢量ics，第一比较单元的输出与比例积分控制器的输入相连，比例积分控制器的输出与第二比较单元的一个输入相连，第三前馈补偿项作为第二比较单元的另一个输入，第二比较单元的输出与第三比较单元的一个输入相连，第一前馈补偿项和第二前馈补偿项作为第三比较单元的另外两个输入项，第三比较单元的输出为控制绕组参考电压矢量ucs^*，功率绕组实际电流矢量ips作为第一前馈补偿项的输入，控制绕组实际电流矢量ics作为第二前馈补偿项的输入。

优选的，所述第一前馈补偿项为其包含一阶惯性环节，其中，k2＝lmc/lmp，lmc、lmp、lsp分别为控制绕组的互感、功率绕组的互感、功率绕组的自感，τ为一阶惯性环节的时间常数，ωc为控制绕组电量角速度，ips为功率绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为ipds和ipqs；

所述第二前馈补偿项为电感前馈项jωclscics，lsc为控制绕组的自感，ics为控制绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为icds和icqs；

所述第三前馈补偿项为磁通前馈项jωck2ψp，ψp为功率绕组磁链幅值。

本发明还提供了一种设计上述前馈电流控制器的方法，该方法包括以下步骤：

(1)构建控制绕组电流回路的完整模型，其完整模型公式为：

(rsc+slsc)ics(s)＝ucs(s)-k2(s+jωc)lspips(s)-jωclscics(s)+k2(s+jωc)ψp(s)；

其中，rsc为控制绕组的电阻，lsc为控制绕组的自感，ucs为控制绕组实际电压矢量，其dq轴分量为ucds和ucqs；k2＝lmc/lmp，lmc、lmp、lsp分别为控制绕组的互感、功率绕组的互感、功率绕组的自感，ωc为控制绕组电量角速度；ips为功率绕组实际电流矢量，其dq轴分量为ipds和ipqs；ics为控制绕组实际电流矢量，其dq轴分量为icds和icqs；ψp为功率绕组磁链幅值；

(2)建立功率绕组实际电流矢量ips和控制绕组实际电流矢量ics之间的耦合关系，其耦合关系式为：

其中，k＝lmplmc/(lsplr′)，k1＝lr/lr′，lr为转子电感，lr′＝lr-lmp²/lsp为转子暂态电感；且

其中，ωm为转子转速，tr'为转子的暂态时间常数，tr'＝lr′/rr，lr′＝lr-lmp²/lsp为转子暂态电感，rr为转子电阻；

(3)基于步骤(1)中的模型和步骤(2)中的耦合关系，构建控制绕组电流回路的结构，其中，一阶惯性环节grl(s)＝1/(rsc+slsc)是控制绕组电流回路的核心，电流回路有两个ics反馈支路，分别表示为支路i和支路ii，其中支路i为ips和ics两个电流之间的耦合路径，控制绕组实际电流矢量ics通过两个串联链路反馈到控制绕组实际电压矢量ucs，分别由k(1+gr(s))和k2lsp(s+jωc)表示；支路ii为jωclsc；

(4)根据步骤(3)中的控制绕组电流回路的结构，设计前馈电流控制器的补偿项

将用作前馈项，等效地切除支路i，令作为第一前馈补偿项，其中，k2＝lmc/lmp，lmc、lmp、lsp分别为控制绕组的互感、功率绕组的互感、功率绕组的自感，τ为一阶惯性环节的时间常数，ωc为控制绕组电量角速度，ips为功率绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为ipds和ipqs；第二前馈补偿项为电感前馈项jωclscics，其中lsc为控制绕组的自感，ics为控制绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为icds和icqs；第三前馈补偿项为磁通前馈项jωck2ψp，其中ψp为功率绕组磁链幅值。

有益效果：与现有技术相比，本发明控制系统中前馈电流控制器控制结构简单、紧凑，控制精度高，具有快速的电流动态响应；本发明提供的控制系统在充分考虑控制绕组完整电流回路特性基础上，加入前馈补偿，极大地提高了控制绕组定子电流的控制效果，可实现更好的稳定性以及更快的动态性能；同时，本发明控制系统稳定性高，能够有效扩大无刷双馈电机稳定运行范围，在不同的运行速度下保持良好的性能。

附图说明

图1是本发明控制系统结构示意图；

图2是控制绕组电流回路结构示意图；

图3是前馈电流控制器结构结构示意图；

图4是无刷双馈电机运行在400r/min状态下实验波形图；

图5是无刷双馈电机运行在600r/min状态下实验波形图；

图6是无刷双馈电机运行在666r/min状态下实验波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，一种无刷双馈电机前馈电流控制系统，其结构包括电网1、无刷双馈电机2、第一变换器3、第二变换器4、磁链计算模块5、角度计算模块6、角速度计算模块7、光电编码盘8、前馈电流控制器9、第三变换器14、第四变换器10、svpwm脉冲发生器11、控制绕组侧功率变换器12以及直流侧13，无刷双馈电机的功率绕组和控制绕组分别连接到电网1和功率变换器12上，功率变换器另一端连接到直流侧13；第一变换器的输入连接电网和无刷双馈电机的功率绕组，输出连接前馈电流控制器；第二变换器的输入连接电网和无刷双馈电机的功率绕组，输出连接磁链计算模块，磁链计算模块的一个输出连接前馈电流控制器，另一个输出一路连接第一变换器，另一路连接角度计算模块，第三路通过微分器连接角速度计算模块，角速度计算模块的输出连接前馈电流控制器；光电编码盘安装在无刷双馈电机转子上，用来测量无刷双馈电机的转子位置角θm，光电编码盘的输出一路通过微分器连接角速度计算模块，另一路连接角度计算模块，角度计算模块的输出分别与第三变换器14和第四变换器10的一个输入相连；第三变换器的另一个输入与无刷双馈电机的控制绕组连接，其输出与前馈电流控制器连接；前馈电流控制器的输出与第四变换器连接，第四变换器的输出与svpwm脉冲发生器的输入相连，svpwm脉冲发生器的输出与功率变换器的输入相连。

其中，第一变换器为3s/2r变换器，将电量从三相静止坐标系变换到两相旋转坐标系；第二变换器为3s/2s变换器，将电量从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系；第三变换器为3s/2r变换器，将电量从三相静止坐标系变换到两相旋转坐标系；第四变换器为2r/2s变换器，将电量从两相旋转坐标系变换到两项静止坐标系。

本发明所述的控制系统首先将电网采集的三相电压信号upas、upbs、upcs通过第二变换器转换为两相静止坐标系下的upαs、upβs，使用磁链计算模块计算得出功率绕组磁链的相角θp和幅值ψp；采集三相电流信号ipas、ipbs、ipcs通过第一变换器转换为两相旋转坐标系下的ipds、ipqs；结合转子位置角θm和功率绕组磁链相角θp，使用角度计算模块，获得控制绕组电量的角度θc；分别将转子位置角θm和功率绕组磁链相角θp进行微分，计算得到转子角速度ωm、功率绕组电量的角速度ωp，结合角速度计算模块，计算得到控制绕组电量角速度ωc。然后将控制绕组dq轴参考电流icds^*、icqs^*和实际电流ipds、ipqs，以及其他变量ψp、θc、ωc等输入前馈电流控制器获得受控对象的控制电压ucds^*、ucqs^*。之后ucds^*、ucqs^*经过第四变换器转换为两相静止坐标系控制电压ucαs^*、ucβs^*。结合ucαs^*、ucβs^*，使用svpwm脉冲发生器得到功率变换器的控制脉冲，将其输入至控制绕组侧功率变换器得到控制绕组的控制电压，最终实现对无刷双馈电机的有效控制。

本发明提出了前馈电流控制器的设计方法，包括以下步骤：

(1)构建控制绕组电流回路的完整模型，其完整模型可以表示为：

(rsc+slsc)ics(s)＝ucs(s)-k2(s+jωc)lspips(s)-jωclscics(s)+k2(s+jωc)ψp(s)(1)；

其中，rsc为控制绕组的电阻，lsc为控制绕组的自感，ucs为控制绕组实际电压矢量，其dq轴分量为ucds和ucqs，k2＝lmc/lmp，lmc、lmp、lsp分别为控制绕组的互感、功率绕组的互感、功率绕组的自感，ωc为控制绕组电量角速度，ips为功率绕组实际电流矢量，其dq轴分量为ipds和ipqs，ics为控制绕组实际电流矢量，其dq轴分量为icds和icqs，ψp为功率绕组磁链幅值。

(2)建立功率绕组实际电流矢量ips和控制绕组实际电流矢量ics之间的耦合关系，其耦合关系为：

其中，k＝lmplmc/(lsplr′)，k1＝lr/lr′，lr为转子电感，lr′＝lr-lmp²/lsp为转子暂态电感。且

其中，ωm为转子转速，tr'为转子的暂态时间常数，tr'＝lr′/rr，lr′＝lr-lmp²/lsp为转子暂态电感，rr为转子电阻。

(3)基于步骤(1)中的模型和步骤(2)中的耦合关系，构建控制绕组电流回路的结构，如图2所示。图2中，一阶惯性环节grl(s)＝1/(rsc+slsc)是控制绕组电流回路的核心，电流回路有两个ics反馈支路，分别表示为支路i和支路ii。支路i表示两个电气端口(ips和ics)电流之间的耦合路径。其中，控制绕组实际电流矢量ics通过两个串联链路反馈到控制绕组实际电压矢量ucs，分别由k(1+gr(s))和k2lsp(s+jωc)表示；支路ii为jωclsc。

(4)根据步骤(3)中的控制绕组电流回路的结构，设计前馈电流控制器的补偿项

如图2中的支路i所示，控制绕组电流矢量ics通过两个串联链路反馈到控制绕组实际电压矢量ucs，分别由k(1+gr(s))和k2lsp(s+jωc)表示。由于分支i较复杂，因此将整个分支添加为前馈项目不合适，但是，上述两个链路通过功率绕组实际电流矢量ips耦合，而ips很容易测量。将用作前馈项，则可以等效地切除支路i，令作为第一前馈补偿项，其中，k2＝lmc/lmp，lmc、lmp、lsp分别为控制绕组的互感、功率绕组的互感、功率绕组的自感，τ为一阶惯性环节的时间常数，ωc为控制绕组电量角速度，ips为功率绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为ipds和ipqs；同时为了优化控制效果，为前馈电流控制器加入第二前馈补偿项和第三前馈补偿项，第二前馈补偿项为电感前馈项jωclscics，其中lsc为控制绕组的自感，ics为控制绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为icds和icqs；第三前馈补偿项为磁通前馈项jωck2ψp，其中ψp为功率绕组磁链幅值。

综上所述，根据上述设计方法设计出的前馈电流控制器的框图如图3所示，其结构包括第一比较单元21、比例积分控制器22、第一前馈补偿项23、第二前馈补偿项24、第三前馈补偿项25、第二比较单元26和第三比较单元27，其中，第一比较单元的输入为控制绕组参考电流矢量ics^*(ics^*的dq轴分量为icds^*和icqs^*)和实际电流矢量ics(ics的dq轴分量为icds和icqs)，第一比较单元的输出与比例积分控制器的输入相连，比例积分控制器的输出与第二比较单元的一个输入相连，第三前馈补偿项作为第二比较单元的另一个输入，第二比较单元的输出与第三比较单元的一个输入相连，第一前馈补偿项和第二前馈补偿项作为第三比较单元的另外两个输入项，第三比较单元的输出为控制绕组参考电压矢量ucs^*(ucs^*的dq轴分量为ucds^*和ucqs^*)，功率绕组实际电流矢量ips(ips的dq轴分量为ipds和ipqs)作为第一前馈补偿项的输入，控制绕组实际电流矢量ics作为第二前馈补偿项的输入。

第一比较单元21用于获取控制绕组dq轴参考电流矢量ics^*和实际电流矢量ics之差。

比例积分控制器22用于获取受控对象的控制信号，比例积分控制器的pi参数设置为kp＝glsc和ki＝grsc，其中，g为pi控制器的增益。

第一前馈补偿项23为：其包含一阶惯性环节，其中，k2＝lmc/lmp，lmc、lmp、lsp分别为控制绕组的互感、功率绕组的互感、功率绕组的自感，τ为一阶惯性环节的时间常数，ωc为控制绕组电量角速度，ips为功率绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为ipds和ipqs；

第二前馈补偿项24为电感前馈项jωclscics，lsc为控制绕组的自感，ics为控制绕组实际电流矢量，其dq轴电流分量为icds和icqs。

第三前馈补偿项25为磁通前馈项jωck2ψp，ψp为功率绕组磁链幅值。

图1中，磁链计算模块首先采集功率绕组定子电压在两相静止坐标系的数值upαs、upβs，使用upαs、upβs计算功率绕组定子电压的相角θu及幅值|us|：

根据功率绕组定子电压和磁链的关系，计算功率绕组磁链的相角θp和幅值ψp：

角度计算模块，由光电编码盘以及磁链计算模块获得的转子位置角θm和功率绕组磁链相角θp，计算得到控制绕组电量的角度θc，它们之间关系为

θc＝θp-(pp+pc)θm(8)；

其中，pp和pc分别为功率电机和控制电机的极对数。

角速度计算模块，先将光电编码盘以及磁链计算模块获得的转子位置角θm和功率绕组磁链相角θp进行微分，计算得到转子角速度ωm、功率绕组电量的角速度ωp：

然后根据控制绕组电量角速度ωc与ωm、ωp的关系，计算出ωc的大小，它们之间关系为：

ωc＝ωp-(pp+pc)ωm(10)；

其中，pp和pc分别为功率电机和控制电机的极对数。

svpwm脉冲发生器使用空间矢量脉宽调制技术生成三相pwm波，进而控制控制绕组侧功率变换器，实现对无刷双馈发电机的控制。

控制绕组侧功率变换器采用三相全桥逆变电路，其输出波形谐波小，有利于对无刷双馈电机的控制。

采用本实施例所述的一种无刷双馈电机前馈电流控制系统的实验波形如图4–图6所示。在前馈电流控制器中施加阶跃变化的控制绕组dq轴参考电流icds^*、icqs^*，图4为无刷双馈电机运行在400r/min状态下控制绕组电流在dq坐标系下(icds、icqs)以及三相静止坐标系下(icas、icbs)的波形图，电流频率为10hz；图5为无刷双馈电机运行在600r/min状态下控制绕组电流在dq坐标系下(icds、icqs)以及三相静止坐标系下(icas、icbs)的波形图，电流频率为-10hz(反相序)；图6为无刷双馈电机运行在666r/min状态下控制绕组电流在dq坐标系下(icds、icqs)以及三相静止坐标系下(icas、icbs)的波形图，电流频率为-16.6hz(反相序)。

从图中可以看出，不同转速下前馈电流控制器的电流上升时间都很短，控制器可在阶跃变化时以较小的振荡实现较快的响应，这表明采用本实施例所述的一种无刷双馈电机前馈电流控制系统在不同的运行速度下均具有很好的稳定性和动态性；无刷双馈电机同步速为500r/min，在转速高于600r/min(120％同步速)时，传统电流控制器鲁棒性差，甚至出现失稳，而前馈电流控制器在转速升高至666r/min(133％同步速)时仍能保持良好的控制性能，稳定运行范围由同步速的120％扩大到133％，这表明前馈电流控制系统能够有效扩大无刷双馈电机稳定运行范围。