一种电流源型无电解电容高频链变换器系统的制作方法

本发明涉及一种高频链变换器系统，特别是一种电流源型无电解电容高频链变换器系统。

背景技术

随着科技的快速进步和社会的蓬勃发展，风力发电、光伏发电等一批清洁新能源得到广泛利用。由于新能源发电系统中组件间的差异性和匹配性，串并式等传统集中式发电架构在稳定性以及系统效率等方面有待改进。同时，由于新能源具有间歇性，对接入电网给电力系统有非常大的影响。而分布式储能系统成具有削峰填谷的作用，从而可以提高了新能源的利用效率。分布式储能系统技术的关键在于储能技术和功率变换器等方面。

在现有的分布式储能系统中，功率变换器传统拓扑结构为包含电解电容的电压源型多级式dc/ac变换器，这种拓扑由前级电压源型高频隔离dc/dc变换器和后级电压源型三相逆变电路构成，前后级电路通过电解电容直接相连。

在前级直流变换电路部分中，一方面，传统的电压源型高频隔离dc/dc变换器存在输入电流谐波较大等问题，而分布式储能系统中常用的蓄电池组对输出电流较为敏感，过高幅度的电流脉动将会降低蓄电池的寿命。同时，由于变压器漏感的存在，在开关管开通时，输入电流与漏感电流的不匹配将会在开关器件上造成电压过冲，影响变换器本身的可靠运行。目前，利用有源或无源器件组成辅助回路是常用的解决方案，但存在变换器成本上升，电路复杂，功率因素降低的缺点。另一方面，分布式储能系统要求功率变换器在宽负载范围高效率工作。目前，副边箝位技术可以无需辅助电路实现开关器件软开关，从而有效的提高系统的效率，避免由漏感电流突变所引起的电压尖峰。然而，该控制策略是基于副边开关管开通时刻固定的设置，这将会在轻载工作状态时带来较高的原边电流有效值，产生相应的导通损耗，从而降低变换器在宽负载范围下的效率。

在后级交流逆变电路部分中，传统直流变换器输出侧需要并联大容量电解电容以平衡一次侧电网电能整流后的功率脉动，为后级逆变电路提供稳定输入电压。电解电容的存在将会增加功率变换器的体积，降低功率密度，同时电解电容的寿命将会限制功率变换器的使用实现，降低整体系统的可靠性。

技术实现要素：

发明目的：针对现有技术的不足，本发明提出一种电流源型无电解电容高频链变换器系统，以解决现有的分布式储能系统功率变换器中输入电流谐波较大、功率密度低、使用寿命短和能量转换效率低的问题。

技术方案：本发明所述的电流源型无电解电容高频链变换器系统包括系统输入端口、输入电容、输入并联输出串联的交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器、电压源型三相逆变器、输出侧滤波电路以及系统输出端口；所述系统输入端口跨接在输入电容两端，并经由所述输入电容向所述交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器供电；每套电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器由输入电感、全桥逆变器、高频隔离变压器和倍压整流器依次级联而成；每套全桥变换器中的全桥逆变器包括两个桥臂，每一桥臂由两个开关管串联组成；高频隔离变压器原边的同极性端和异极性端分别与全桥逆变器的两个桥臂的中间点相连；第一套全桥变换器的全桥逆变器中的开关管的驱动信号分别记为s1，s2，s3和s4，第二套全桥变换器的倍压整流器中的开关管的驱动信号分别记为s7，s8，s9和s10；每套全桥变换器中的倍压整流器包括两个桥臂，其中一个桥臂由两个开关管串联组成，另一桥臂由两个薄膜电容串联组成；高频隔离变压器副边的同极性端和副极性端分别与倍压整流器的两个桥臂的中间点相连；第一套全桥变换器的倍压整流器中的开关管的驱动信号分别记为s5和s6，第二套全桥变换器的倍压整流器中的开关管的驱动信号分别记为s11和s12；两套电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器中的薄膜电容串联构成直流母线，且经由所述直流母线向所述电压源型三相逆变器供电，无需电解电容；所述电压源型三相逆变器由三个并联的半桥桥臂构成，每个半桥桥臂由两个全控型开关管串联构成，第一桥臂中间点记为a，第二桥臂中间点记为b，第三桥臂中间点记为c，其中a、b和c经由所述输出侧滤波电路接到三相电网或负载；所述电压源型三相逆变器中的开关管的驱动信号分别记为g1、g2、g3、g4、g5和g6。

进一步地，所述输出侧滤波电路包括滤波电感和滤波电容，其中滤波电感与电压源型三相逆变器的输出端口相连，且和滤波电容以断路器的方式连接。

进一步地，所述直流母线的各个薄膜电容上的电压的控制方法包括以下步骤：

s1)利用直流母线电压参考量vpulsating-dc*通过电压pi调节模块得到系统输入电流参考量iin*；

s2)通过均分模块基于系统输入电流参考量iin*得到交错的两套电流源型高频隔离dc/dc变换器中两路全桥电路的输入电流参考量il1*和il2*；

s3)利用输入电流参考量il1*和il2*通过电流模型预测调节模块得到占空比d1和d2；利用传递函数t1～4得到直流母线电压vpulsating-dc；

s4)利用占空比d1和d2通过脉宽调节器得到交错电流源型高频隔离dc/dc变换器各开关管的驱动信号s1～s12，以使得两套电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器在相同位置处的开关管的驱动信号交错四分之一个开关周期，且同一桥臂上开关管的驱动信号间隔半个开关周期。

进一步地，所述电压源型三相逆变器在并网模式下的控制方法包括以下步骤：

s1)利用输入电压vin和输入电流iin通过乘法器得到输入功率实际值pin；

s2)利用功率给定值pref和实际值pin之间的误差通过功率控制环得到电压源型三相逆变电路的并网电流参考值iabc*；

s3)利用锁相环根据三相电网电压ea、eb、ec获得电网电压相位θ和dq轴电压分量ed和eq；

s4)利用并网电流iabc和电网电压相位θ通过abc/dq模块得到dq轴并网电流id和iq；

s5)利用电流pi调节模块根据直流母线电压参考量vpulsating-dc*和实际值vpulsating-dc之差v*获得并网电流d轴分量给定值id^*；

s6)电压源型三相逆变器的dq轴实际电流值模块根据电网电压相位θ和实际的电网电流ia、ib、ic获得并网电流dq轴分量实际值id和iq；

s7)利用d轴电流pi调节模块和q轴电流pi调节模块分别根据d轴电流参考值id^*和实际值id之差以及q轴电流参考值iq^*和实际值iq之差，获得输出滤波电感电压dq轴分量参考值udl^*和uql^*；

s8)将d轴电压ed减去电感电压d轴参考值udl^*，再加上q轴耦合电压wliq，获得电压源型三相逆变器中点电压d轴分量参考值ud^*；

s9)将q轴电压eq减去电感电压q轴参考值uql^*，再减去d轴耦合电压wlid，获得电压源型三相逆变器中点电压q轴分量参考值uq^*；

s10)根据电压源型三相逆变器中点电压d轴分量参考值ud^*、q轴分量参考值uq^*和电网电压相位θ，利用abc坐标系下的三相全桥中点电压参考值模块获得电压源型三相逆变器在三相静止坐标系下的电压分量参考值uab^*、ubc^*、uca^*；

s11)将电压源型三相逆变电路的输出电压uab^*、ubc^*、uca^*经过求绝对值abs模块得到输出电压绝对值；

s12)利用输出电压绝对值通过最大值max模块得到输出电压绝对值的最大值；

s13)利用输出电压绝对值的最大值乘以电流系数k，通过模块得到滤波电感压降；

s14)将输出电压绝对值的最大值和滤波电感压降相加得到直流母线电压参考量vpulsating-dc*；

s15)利用电压源型三相逆变电路的输出电压uab^*、ubc^*、uca^*通过角度控制器得到电压源型三相逆变器各开关管的驱动信号g1～g6。

进一步地，所述电压源型三相逆变器在不间断电源模式下的控制方法包括以下步骤：

s1)将滤波电容cf通过断路器接入功率变换器滤波电路；

s2)将电压源型三相逆变电路的电压参考值uab^*、ubc^*、uca^*经过求绝对值abs模块得到电压绝对值；

s3)利用电压绝对值通过最大值max模块得到电压绝对值的最大值作为直流母线电压参考量vpulsating-dc*；

s4)利用电压源型三相逆变电路的输出电压uab^*、ubc^*、uca^*通过角度控制器得到电压源型三相逆变器各开关管的驱动信号g1～g6。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有如下优势：

1)可以实现交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器在宽负载范围内软开关和减小输入电流谐波；由于采用了基于模型预测控制和副边电压箝位技术，可以灵活调节副边箝位开关管，实现变换器在宽负载范围内软开关，降低轻载时导通损耗，从而有效提高整个分布式储能系统功率变换器的效率。

2)可以通过控制策略直接实现电流源型无电解电容高频链变换器在并网模式中应用，从而避免分布式储能系统在每种工作模式下都需要单独的功率变换器，提高整个系统功率密度。

3)通过使用角度控制器，在六分之一的工频周期内合理的保持相应的功率开关管处于常开或常关状态，可以有效降低三相逆变器的开关损耗，从而通过控制策略直接实现电流源型无电解电容高频链变换器在不间断电源模式中应用。

附图说明

图1为本发明电流源型无电解电容高频链变换器系统示意图；

图2为本发明的电流源型无电解电容高频链变换器中交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器的控制原理图；

图3为本发明的电流源型无电解电容高频链变换器中的无电解电容的高频链电压源型三相逆变器在并网模式的控制原理图；

图4为本发明的电流源型无电解电容高频链变换器中的无电解电容的高频链电压源型三相逆变器在不间断电源模式的控制原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作更进一步的说明。

如图1所示，本发明的电流源型无电解电容高频链变换器包括系统输入端口17、输入电容16、输入并联输出串联的两套交错电流源型高频隔离dc/dc变换器14、电压源型三相逆变器11、输出侧滤波电路以及系统输出端口15。其中，系统输入端口17跨接在输入电容16两端，并经由输入电容16向两套交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器14供电。输入电容16可由蓄电池组对其供电。

每套电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器由输入电感、全桥逆变器、高频隔离变压器和倍压整流器级联而成。

在每套电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器中，全桥逆变器包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂由驱动信号为s1的第一开关管(或驱动信号为s7的第七开关管)和驱动信号为s3的第三开关管(或驱动信号为s9的第九开关管)串联组成，第二桥臂由驱动信号为s2的第二开关管(或驱动信号为s8的第八开关管)和驱动信号为s4的第四开关管(或驱动信号为s10的第十开关管)串联组成。输入电感和全桥逆变器串联连接。高频隔离变压器原边的同极性端经由漏感lleak与第一桥臂中间点相连，异极性端与第二桥臂中间点相连。倍压整流器包括第三桥臂和第四桥臂，其中第三桥臂由驱动信号为s5的第五开关管(或驱动信号为s11的第十一开关管)和第驱动信号为s6的第六开关管(或驱动信号为s12的第十二开关管)串联组成，第四桥臂由第一薄膜电容c1(或第三薄膜电容c3)和第二薄膜电容c2(第四薄膜电容c4)串联组成。变压器副边的同极性端与第三桥臂中间点相连，异极性端与第四桥臂中间点相连。输入并联输出串联的两套交错电流源型高频隔离dc/dc变换器14的经由薄膜电容c1至c4构成的直流母线13连接至电压源型三相逆变器11的输入端口并对其供电，而无需电解电容。

电压源型三相逆变器11由三个半桥桥臂组成，每个半桥桥臂由两个全控型开关管串联构成，第一桥臂中间点a，第二桥臂中间点b，第三桥臂中间点c分别接到三相电网或负载以提供电力。电压源型三相逆变器11中的开关管的驱动信号分别记为g1、g2、g3、g4、g5和g6。

所述电压源型三相逆变器11的输出端口经由所述滤波电路连接至系统输出端口15，以向三相电网或负载供电。滤波电路包括滤波电感12和滤波电容18，其中滤波电感12与电压源型三相逆变器11的输出端口相连，且和滤波电容18以断路器的方式连接。

如图2所示，本发明的变换器中的交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器的控制方法包括：

s1)利用直流母线电压参考量vpulsating-dc*通过电压pi调节模块21得到输入电流参考量iin*；

s2)通过均分模块22得到交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器14中两路全桥电路的输入电流参考量il1*和il2*；

s3)利用输入电流参考量il1*和il2*通过电流模型预测调节模块23得到占空比d1和d2。利用传递函数t1～4得到直流母线电压vpulsating-dc；

s4)利用占空比d1和d2通过脉宽调节器24得到交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器14驱动信号s1～s12；其中两套电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器在相同位置(例如，s1和s7、s2和s8、s3和s9、s4和s10、s5和s11、s6和s12)的开关管的驱动信号交错四分之一个开关周期，且同一桥臂上开关管的驱动信号间隔半个开关周期。

通过上述方法，可以使得交错电流源型高频隔离dc/dc全桥变换器14产生脉动频率为300hz的直流母线电压，通过后级耦合调制，实现三相电压输出。

如图3所示，本发明的变换器中的电压源型三相逆变器在并网模式下的控制方法包括：

s1)利用输入电压vin和输入电流iin通过乘法器得到输入功率实际值pin；

s2)利用功率给定值pref和实际值pin之间的误差通过功率控制环30得到电压源型三相逆变电路11的并网电流参考值iabc*；

s3)利用锁相环32根据三相电网电压ea、eb、ec获得电网电压相位θ和dq轴电压分量ed和eq；

s4)利用并网电流iabc和电网电压相位θ通过abc/dq模块33得到dq轴并网电流id和iq；

s5)利用电流pi调节模块31根据直流母线电压参考量vpulsating-dc*和实际值vpulsating-dc之差v*获得并网电流d轴分量给定值id^*；

s6)电压源型三相逆变器的dq轴实际电流值模块33根据电网电压相位θ和实际的电网电流ia、ib、ic获得并网电流dq轴分量实际值id和iq；

s7)利用d轴电流pi调节模块34和q轴电流pi调节模块35分别根据d轴电流参考值id^*和实际值id之差以及q轴电流参考值iq^*和实际值iq之差，获得输出滤波电感12电压dq轴分量参考值udl^*和uql^*；

s8)将d轴电压ed减去电感电压d轴参考值udl^*，再加上q轴耦合电压wliq，获得电压源型三相逆变器11中点电压d轴分量参考值ud^*；

s9)将q轴电压eq减去电感电压q轴参考值uql^*，再减去d轴耦合电压wlid，获得电压源型三相逆变器11中点电压q轴分量参考值uq^*；

s10)根据电压源型三相逆变器11中点电压d轴分量参考值ud^*、q轴分量参考值uq^*和电网电压相位θ，利用abc坐标系下的三相全桥中点电压参考值模块36获得电压源型三相逆变器11在三相静止坐标系下的电压分量参考值uab^*、ubc^*、uca^*；

s11)将电压源型三相逆变电路11的输出电压uab^*、ubc^*、uca^*经过求绝对值abs模块37得到输出电压绝对值；

s12)利用输出电压绝对值通过最大值max模块38得到输出电压绝对值的最大值；

s13)利用输出电压绝对值的最大值乘以电流系数k，通过模块39得到滤波电感压降；

s14)将输出电压绝对值的最大值和滤波电感压降相加得到直流母线电压参考量vpulsating-dc*；

s15)利用电压源型三相逆变电路11的输出电压uab^*、ubc^*、uca^*通过角度控制器310得到电压源型三相逆变器11的的驱动信号g1～g6。

如图4所示，本发明的变换器中的电压源型三相逆变器在不间断电源模式下的控制方法包括：

s1)将滤波电容cf通过断路器接入功率变换器滤波电路；

s2)将电压源型三相逆变电路11的电压参考值uab^*、ubc^*、uca^*经过求绝对值abs模块41得到电压绝对值；

s3)利用电压绝对值通过最大值max模块42得到电压绝对值的最大值作为直流母线电压参考量vpulsating-dc*；

s4)利用电压源型三相逆变电路11的输出电压uab^*、ubc^*、uca^*通过角度控制器43得到电压源型三相逆变器11的的驱动信号g1～g6。

在上述电压源型三相逆变器在不间断电源模式下的控制方法中，电压源型三相逆变器11按照矢量图每六分之一工频周期改变开关状态，“1”对应桥臂上开关管常开，“0”对应桥臂上开关管常关，“h”对应桥臂上开关管按列表相应占空比高频工作。同一桥臂上下开关管互补导通。