电力转换装置以及空调机的制作方法

本发明的实施方式涉及在将商用交流电源转换成直流电源之后再转换成交流电源的电力转换装置、以及将由通过该电力转换装置获得的交流电源驱动的马达作为动力源的空调机。

背景技术

例如，为了驱动永久磁铁同步马达等交流马达，需要使用逆变器等电力转换器将从直流电源获得的电力转换成3相交流电力。此外，在搭载有逆变器的系统中搭载有用于从商用交流电源获得直流电力的电源装置。

关于从交流电力获得直流电力的电源装置，例如图9所示，一般已知有具备二极管整流电路以及功率因数改善(powerfactorcorrection)电路而构成的电源装置。以下，将功率因数改善电路称作pfc电路。二极管整流电路对交流电压进行整流并转换成直流电压。由二极管整流器整流后的电压与交流电压同样、振幅较大地变动，因此在输出侧连接平滑电容器而使电压平滑。

当连接平滑电容器时，仅在与平滑电容器相比交流电压更大的情况下，整流器的二极管导通而进行动作。因而，从交流电源向整流器流入的电流成为仅在交流电压的峰值附近呈现振幅的功率因数较差的波形。因此，将pfc电路连接在二极管整流电路与平滑电容器之间来改善功率因数，将所获得的直流电源向逆变器电路供给，对3相交流电流进行控制而驱动马达。

在上述构成中，为了将电力从交流转换成直流而需要整流电路以及pfc电路，还需要转换成3相交流的逆变器电路，因此存在导致系统整体的大型化、高成本化这样的课题。

另一方面，作为实现3相逆变器的小型化的构成，例如专利文献1即日本特开2008-295161号公报所公开的那样，提出有将3相中的1相与使用串联电容器等而生成的直流电压的中性点连接的v形联结逆变器。由此，能够将3相逆变器所需的功率器件的数量从6个减少到4个，能够实现小型化。

但是，虽然通过v形联结逆变器能够使逆变器电路小型化，但对于包括从交流电源向直流电源的转换部在内的整体的系统，期望进一步的小型化。而且，一般在交流100v～200v、输出为数kw以下的逆变器中，使用将多个功率器件集成化的ipm(intelligentpowermodule)的情况较多。与此相对，整流电路、pfc电路由多个分立构件构成，因此妨碍小型化。

技术实现要素：

因此，提供包括从交流电源向直流电源的转换部在内也能够实现小型化的电力转换装置、以及使用该装置而构成的空调机。

实施方式的电力转换装置具备：

二极管串联电路，由串联连接的两个二极管构成；

电容器串联电路，由串联连接的两个电容器构成，与上述二极管串联电路并联连接；

开关模块，具有由六个开关元件构成的三个开关引线，由单个的模块构成，与上述二极管串联电路并联连接；

交流电压检测器，对与作为上述三个开关引线之一的第1引线的共同连接点以及上述二极管串联电路的共同连接点连接的单相交流电源的电压进行检测；

电流检测器，对流过各上述开关引线的电流分别进行检测；

直流电压检测器，对上述二极管串联电路的端子电压即直流电压进行检测；以及

控制部，基于上述电流、上述交流电压以及上述直流电压，对基于各上述开关元件的开关进行pwm控制，

通过上述控制部将上述第1引线作为功率因数控制用引线而进行开关控制，

其他两个开关引线即第2引线以及第3引线的共同连接点以及上述两个电容器的共同连接点与3相负载连接，由此通过上述控制部将上述第2引线以及上述第3引线作为负载控制用引线而进行开关控制。

附图说明

图1是第1实施方式的包括电力转换装置在内的马达控制装置的电路构成图。

图2是表示控制部的构成的功能框图。

图3是表示2相/3相转换部以及调制部的构成的功能框图。

图4是表示马达控制部的构成的功能框图。

图5是表示功率因数控制部的构成的功能框图。

图6是表示开关引线8(2)以及8(3)的调制率、以及向马达通电的3相电流波形的图。

图7是表示功率因数控制部内的各部分的信号波形的图。

图8是表示第2实施方式的空气调节器的构成的图。

图9是表示现有技术的从交流电力获得直流电力的电源装置的一例的图。

具体实施方式

(第1实施方式)

以下，参照图1至图7对第1实施方式进行说明。图1是本实施方式的电力转换装置或者马达驱动装置的电路构成图。作为负载的马达1例如是3相的永久磁铁同步马达、感应马达等。在本实施方式中，为了方便而设为永久磁铁同步马达。交流电源2为单相的100v或者200v系统。

二极管3以及4、电容器5以及6分别串联连接，双方的串联电路相互并联连接。将两个半导体开关元件、例如n沟道mosfet7串联连接而成的3组开关引线8(1)、8(2)以及8(3)被相互并联连接，构成为一个功率模块9。该功率模块9在表观上与3相逆变器为相同构成，相当于开关模块。此外，功率模块9有时也包括fet7的栅极驱动电路。引线8(1)、8(2)以及8(3)分别相当于第1引线、第2引线以及第3引线。

在各引线8(1)、8(2)以及8(3)的处于下侧的fet7(-)的源极侧，分别串联连接有电流检测器10(1)、10(2)以及10(3)。电流检测器10例如是分流电阻、电流传感器。即，功率模块9以及电流检测器10与二极管3以及4、电容器5以及6的串联电路并联连接。

并且，交流电源2的一端经由电抗器11与二极管3以及4的共同连接点连接，交流电源2的另一端与引线8(1)的共同连接点连接。电容器5以及6、引线8(2)以及8(3)的共同连接点分别与马达1的未图示的u、v、w各相定子线圈的一端连接。

二极管3以及4的串联电路并联连接有直流电压检测器12，交流电源2并联连接有交流电压检测器13。直流电压检测器12对二极管串联电路的端子电压进行检测，交流电压检测器2对交流电源2的电压进行检测，并分别向控制部14输出。另外，也可以代替交流电压检测器13，而使用仅对交流电源的相位或者仅对交流电源的极性进行检测的检测器。

向控制部14输入电流检测器10、电压检测器12以及13的各检测信号。电流检测器10(1)对流过电抗器11的电流iac进行检测，电流检测器10(2)、10(3)分别对马达1的v相、w相电流进行检测。此外，从未图示的上位的控制装置向控制部14输入马达1的速度指令、直流电压指令。控制部14基于所输入的各信号等，向构成各引线8(1)、8(2)以及8(3)的上下的fet7(+)、7(-)的栅极，输出pwm信号作为驱动信号。另外，图1等所示的引线1、引线2、引线3分别意味着引线8(1)、8(2)、8(3)。

控制部14具有马达控制部15以及pfc控制部16。pfc控制部16相当于功率因数控制部。如图2所示，马达控制部15进行控制，以使马达1的速度与从驱动马达1的系统、例如空调机系统等赋予的速度指令ωref一致。另外，关于向空调机系统的应用将在第2实施方式中详述。速度控制部21根据所输入的速度指令ωref以及从位置推定部22输出的马达1的推定速度ωc来生成q轴电流指令iqref，并向电流控制部23输出。

3相/2相转换部24根据由电流检测器10(2)、10(3)检测到的v、w相电流，首先按照3相电流的总和为零的条件，通过运算来求出u相电流。然后，将3相电流转换成用于矢量控制的dq轴坐标的电流id、iq。电流控制部23根据所输入的dq轴的电流指令idref、iqref以及上述的电流id、iq来生成dq轴电压指令vd、vq并输出。弱磁场控制部25生成作为弱磁场电流的上述d轴电流指令idref并输出，以使dq轴电压指令vd、vq不超过直流电压vdc。

如图3所示，2相/3相转换部26在dq/αβ转换部26a中，将dq轴电压指令vd、vq转换成2相的马达电压vα、vβ，在转换部26b中，将上述电压vα、vβ转换成3相的马达电压指令vu、vv、vw。调制控制部27首先根据3相电压指令vu、vv、vw，通过减法器27a、27b生成向引线8(2)、8(3)输出的2相的电压指令vv’、vw’。占空比决定部27c根据上述电压信号vv’、vw’以及直流电压vdc来决定2相的pwm占空比dv、dw，并生成向8(2)、8(3)赋予的四个pwm信号。关于该处理将在之后详述。另外，在占空比决定部27c中，在决定占空比dv、dw的公式的右边加上“0.5”的原因，是为了使调制率成为0～1.0的范围。

位置推定部22根据dq轴电流id、iq以及d轴电压vd来求出马达1的推定转速ωc、推定旋转位置θc以及位置推定误差δθ。图4表示位置推定部22的详细构成。感应电压运算部31根据马达1的常数即定子线圈的电阻r、dq轴电感ld、lq以及上述的各参数，对d轴感应电压ed进行运算。pi运算部32对于感应电压ed进行pi(proportional-integral)运算，减法器33从速度指令ωref减去上述运算的结果而输出推定转速ωc。积分器34对推定转速ωc进行积分而输出推定旋转位置θc。

接着，对图5所示的pfc控制部16进行说明。直流电压控制部37对由减法器36赋予的直流电压vdc与直流电压指令值vdc_ref的差分进行pi运算，生成电抗器电流的振幅指令值iac_amp_ref。pll(phaselockedloop)部38根据单相交流电压vac对电压的相位ωt(＝θ)进行检测。正弦运算部39对上述相位ωt的正弦sinθ进行运算。乘法器40对电抗器电流指令值iac_amp_ref与正弦sinθ之积进行运算，求出交流电流的瞬时指令值iac_ref。

电流控制部42对由减法器41赋予的电流瞬时指令值iac_ref与电抗器电流iac的差分进行pi运算，求出输出电压。通过除法器43将该输出电压除以直流电压vdc，由此获得pwm占空比du。

极性判定部44判定由电流检测器10(1)检测到的交流电流iac的极性，如果为正则输出“1”，如果为负则输出“0”。减法器45根据上述的极性判定结果对pwm占空比du进行减法运算，由此对所输出的占空比du进行校正。在比较器46中校正后的占空比du例如与三角波等载波进行比较，生成与反相栅极47的输出一起向引线8(1)的上下臂输出的pwm信号。引线8(1)相当于功率因数控制用引线。在图1所示的构成中，除了马达1以及交流电源2以外的构成相当于电力转换装置或者负载驱动装置。

接着，对本实施方式的作用进行说明。在马达控制部15中，基于速度指令ωref决定电流指令值iq_ref，基于检测到的电流id、iq生成电压指令vd、vq。此处，在2相/3相转换部26中决定3相电压指令vu、vv、vw，但由于3相中的1相与电容器5以及6的共同连接点即中性点连接，因此施加电压等价于零。因此，以使u相电压指令vu等价于零的方式进行从全相减去指令值vu的运算，并如(1)式所示那样求出新的v、w相电压指令值vv’、vw’。

vv’＝vv-vu

vw’＝vw-vu……(1)

如图6所示，电压指令vv’、vw’为彼此具有60度的相位差的指令。通过将这些电压指令除以直流电压vdc，并与三角波载波进行比较，由此获得向引线8(2)、8(3)输出的pwm信号。通过进行(1)式的处理，电压成为零的电容器中性点与引线8(2)、8(3)的线间电压成为3相的正弦波状。因而，如该图6所示，在3相的马达1中流动120度相位差的电流，能够进行正弦波驱动。引线8(2)以及8(3)相当于负载控制用引线。

在pfc控制部16中，基于作为目标的直流电压指令vdc_ref对占空比du进行控制。通过流动直流电压vdc追随直流电压指令vdc_ref那样的电抗器电流iac，由此能够实现交流电源2与电抗器电流iac即交流电流的相位一致的、功率因数成为“1”即100％的动作。

此处，着眼于构成pfc电路的引线8(1)和二极管3以及4。在pfc控制部16中，通过调整引线8(1)的中间电位与二极管3以及4的中间电位之间的差电压即正弦波电压的振幅以及相位，由此对从交流电源2流出的电流iac进行控制。但是，根据二极管的特性，二极管3以及4的中间电位与所流动的电流的极性相应地向直流部的正侧电位或者负侧电位变化。因此，将两个电路的差电压控制为正弦波状，但是使引线8(1)的电位成为考虑了二极管侧的电位的信号。

即，通过极性判定部44判定电抗器电流iac的极性，并根据该极性的正负，从将二极管的电压换算成调制率而得到的二极管调制率减去占空比du。由此，能够将交流电源2的电流控制为正弦波状。图7表示交流电压vac、交流电流iac、作为电流控制部的输出的二极管与引线8(1)的线间调制率即占空比du、二极管调制率、以及最终向引线8(1)输出的调制率。

由于将功率因数“1”设为控制目标，因此以电压vac的相位与电流iac的相位一致的方式进行控制。作为如此地控制电流的结果而获得的线间调制率成为正弦波状。另一方面，二极管串联电路的端子电压与电流iac的极性相应而变化为直流电压vdc或0v，因此二极管调制率变化为“1”或“0”。因此，引线8(1)的调制率成为从二极管调制率减去线间调制率而成的该图7那样的形状。通过如此地控制引线8(1)，由此能够实现成为功率因数“1”的动作。

如以上那样，根据本实施方式，电力转换装置具备二极管3以及4的串联电路、与该串联电路并联连接的电容器5以及6的串联电路、以及具有开关引线8(1)～8(3)的功率模块9，在引线8(2)以及8(3)的共同连接点和电容器5以及6的共同连接点连接3相马达1。交流电压检测器13对与引线8(1)的共同连接点和二极管3以及4的共同连接点连接的交流电源2的电压进行检测。电流检测器10(1)～10(3)对流过各引线8(1)～8(3)的电流分别进行检测，直流电压检测器12对二极管串联电路的端子电压即直流电压进行检测。控制部14基于所检测到的电流、交流电压以及直流电压，将引线8(1)作为功率因数控制用引线而进行开关控制，将引线8(2)以及8(3)作为负载控制用引线而进行开关控制。

具体而言，控制部14的马达控制部15为，当基于所输入的速度指令ωref生成3相电压指令vu、vv、vw时，将这些指令转换成与引线8(2)以及8(3)对应的2相电压指令vv’、vw’，并基于该转换结果以及直流电压vdc来生成pwm占空比dv、dw。

此外，pfc控制部16为，当基于交流电压的相位θ、直流电压vdc、以及流过引线8(1)的电流iac生成pwm占空比du时，与交流电源的极性、即基于二极管串联电路的调制率相应地调制占空比du，并将调制后的占空比du用于引线8(1)的开关控制、pwm控制。

通过如此地构成，引线8(2)以及8(3)能够如v形联结逆变器那样动作而驱动马达1，并且能够通过引线8(1)以功率因数成为“1”的方式进行控制。而且，由于将功率因数控制用的引线8(1)与马达控制用的引线8(2)以及8(3)一体化而构成功率模块9，因此能够使电力转换装置小型化。

此外，在交流电源2与二极管串联电路的共同连接点之间插入电抗器11，pfc控制部16根据所输入的直流电压指令vdc_ref与直流电压vdc之差来生成引线8(1)的pwm占空比du，由此具备直流电压vdc的升压功能。由此，在引线8(2)以及8(3)进行动作时，不会如v形联结逆变器那样、驱动电压被限制为vdc/2，而能够如使马达1高速旋转的情况那样、根据需要使驱动电压进行升压。

(第2实施方式)

图8为第2实施方式，表示将第1实施方式的电力转换装置应用于空气调节器的压缩机马达的情况。构成热泵系统51的压缩机52是将压缩部53与马达54收纳在同一个铁制密闭容器55内而构成的，马达54的转子轴与压缩部53连结。并且，压缩机52、四通阀56、室内侧热交换器57、减压装置58、以及室外侧热交换器59，通过作为热传递介质流路的管以构成闭合回路的方式进行连接。另外，压缩机52例如是回转型的压缩机，马达54例如是3相ipm(interiorpermanentmagnet)马达。此外，马达54是无刷dc马达。空气调节器50具有上述的热泵系统51而构成。

在供暖时，四通阀56处于实线所示的状态，由压缩机52的压缩部55压缩后的高温介质从四通阀56向室内侧热交换器57供给而冷凝，之后，由减压装置58减压，成为低温而向室外侧热交换器59流动，在此处蒸发而向压缩机52返回。另一方面，在制冷时，四通阀56被切换成虚线所示的状态。因此，由压缩机52的压缩部53压缩后的高温介质从四通阀6向室外侧热交换器59供给而冷凝，之后，由减压装置8减压，成为低温而向室内侧热交换器57流动，在此处蒸发而向压缩机52返回。并且，构成为，通过风扇60、61分别向室内侧、室外侧的各热交换器57、59进行送风，通过该送风来高效地进行各热交换器57、59与室内空气、室外空气的热交换。并且，通过第1实施方式的马达控制装置对马达54进行驱动控制。

根据如以上那样构成的第2实施方式，通过第1实施方式的电力转换装置对构成空气调节器50中的热泵系统51的压缩机52的马达54进行驱动控制，由此能够使空气调节器50的运转效率提高。

(其他实施方式)

开关元件并不限定于n沟道mosfet，也可以在上臂使用p沟道mosfet，或者使用igbt、功率晶体管、sic、gan等宽带隙半导体等。

控制部的升压功能只要根据需要设置即可，也可以删除电抗器11。

也可以应用于马达以外的3相负载。

也可以应用于空调机以外的电气设备。

对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意图对发明的范围进行限定。这些新的实施方式能够以其他的各种方式加以实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，并且包含于专利请求范围所记载的发明和与其等同的范围中。