本发明涉及电路技术领域，尤其涉及一种电池双向主动均衡电路。
背景技术
串联的电池，在充放电都一样的情况下，最终剩余能量相差越来越大呢，主要原因是电池内阻不一致造成，内阻是有热功率损失的。由于内阻不一致，热功率损失就不一样，最终导致单体电池的剩余能量不一致。因为电池在使用过程中，其负极材料晶态会发生变异，隔膜细孔也会发生阻塞，这些变化是和使用情况(温度、振动、电流)相关联的，很难量化下来，内阻变化趋势也只能有个大概估计。在自然使用情况下，一致性变差是一个必然的过程。另一个引起能量不平衡的因素就是电池本身的自漏电。因为自漏电不等，所以导致电池剩余能量差异变大。
适合大规模、高容量电池组的均衡方式有主要有二类：被动均衡一般采用电阻放热的方式将高容量电池“多出的电量”进行释放，从而达到均衡的目的，电路简单可靠，成本较低，但是电池效率也较低。主动均衡充电时将多余电量转移至高容量电芯，放电时将多余电量转移至低容量电芯，效率高、电流大、见效快，但是成本更高，电路复杂，可靠性低。
技术实现要素：
为了解决上述问题，本发明公开一种电池双向主动均衡电路，可双向传递能量，实现高效的主动均衡，成本低，电路结构简单，同时可以大幅精简设计。
为达到上述目的，本发明公开一种电池双向主动均衡电路，包括：
变换电路：包括变压器和pwm控制电路，所述变压器包括原边绕组绕组和副边绕组绕组，所述原边绕组连接蓄电池，所述副边绕组连接电池单体端；所述pwm控制电路包括第一mos管和第二mos管，第一mos管与原边绕组连接以控制变压器原边绕组蓄能，第二mos管与副边绕组连接，以控制变压器副边绕组蓄能；
驱动器：包括原边驱动器和副边驱动器，所述原边驱动器与第一mos管连接，以驱动第一mos管的打开和闭合，所述副边驱动器与第二mos管连接，以驱动第二mos管的打开和闭合；
信号发生器：与驱动器连接，以发送驱动信号给驱动器。
进一步的，所述信号发生器包括原边绕组信号发生器和副边绕组信号发生器，所述原边绕组信号发生器与原边驱动器连接，以给原边驱动器驱动信号，所述副边绕组信号发生器与副边驱动器连接，以给副边驱动器驱动信号。
进一步的，还包括隔离电路，所述隔离电路与信号发生器和副边驱动器连接，隔离原边驱动器与副边驱动器。
进一步的，还包括隔离电压采样电路，所述隔离电压采样电路一端与信号发生器连接，另一端与电池单体端连接。
进一步的，还包括同步整流控制器，所述同步整流控制器包括第一同步整流控制器和第二同步整流控制器，所述第一同步整流控制器与原边驱动器连接，所述第二同步整流控制器与副边驱动器连接。
进一步的，所述第一mos管和第二mos管分别为n沟道，源极接地，漏极接变换电路。
进一步的，所述信号发生器为固定占空比的信号发生器。
进一步的，还包括基准放大电路，所述基准放大电路分别与变换电路的原边绕组和副边绕组连接。
进一步的，所述电池双向主动均衡电路在dcm模式下工作。
与现有技术相比，本发明具备如下优点：本发明公开的电池双向主动均衡电路，通过在变压器的原边绕组和副边绕组分别增加mos管以控制变压器绕组蓄能，可双向传递能量，实现高效的主动均衡；正向充电时可实现恒功率输出；成本低，电路结构简单，同时可以大幅精简设计；无需考虑复杂的控制电路和环路补偿设计，在增加简单的保护电路后，其可靠性极高，由于反激工作在dcm模式，变压器体积可以做小，易于实现集成化或平面变压器。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为本发明第一实施例结构示意图；
图2为本发明第一实施例在正向充电条件下的电流波形图；
图3为本发明第一实施例输出充电电流与输出单体电池电压值；
图4为本发明第一实施例反向放电状态下的电流波形图；
图5为本发明第一实施例反向放电的输出电流与输出单体电池电压值关系值；
图6为本发明第二实施例电路图；
图7为本发明第三实施例电路图；
图8为本发明第四实施例电路图；
图9为本发明第五实施例电路图。
具体实施方式
下面结合附图和示例性实施例对本发明作进一步地描述，其中附图中相同的标号全部指的是相同的部件。此外，如果已知技术的详细描述对于示出本发明的特征是不必要的，则将其省略。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或无线耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的全部或任一单元和全部组合
诸如第一和第二等之类的关系术语以及“上”“下”“左”“右”的方向术语，仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系、顺序和方向。
请参阅图1-图3，本发明公开一种本发明公开一种电池双向主动均衡电路，包括：
变换电路：包括变压器t，变压器t的原边绕组t1连接蓄电池，副边绕组t2连接电池单体端；
pwm控制电路：包括第一mos管q1和第二mos管q2，第一mos管q1与原边绕组t1连接以控制变压器t的原边绕组t1蓄能，第二mos管q2与副边绕组t2连接，以控制变压器t的副边绕组t2蓄能；
驱动器：包括原边驱动器a1和副边驱动器a2，所述原边驱动器a1与第一mos管q1连接，以驱动第一mos管q1的打开和闭合，所述副边驱动器a2与第二mos管q2连接，以驱动第二mos管q2的打开和闭合；
信号发生器：与驱动器连接，以发送驱动信号给驱动器。
在本实施例中，所述信号发生器包括原边绕组t1信号发生器和副边绕组t2信号发生器，所述原边绕组t1信号发生器与原边驱动器a1连接，以给原边驱动器a1驱动信号，所述副边绕组t2信号发生器与副边驱动器a2连接，以给副边驱动器a2驱动信号。
本发明中，所述第一mos管q1和第二mos管q2分别为n沟道，源极连接变换电路，漏极接地，栅极连接驱动器，在源极核漏极之间还连接有一个第一二极管d1和第二二极管d2，第一二极管d1的阳极与第一mos管q1的源极连接，阴极与第一mos管q1漏极连接，第二二极管d2的阳极与第二mos管q2q2的源极连接，阴极与第二mos管q2q2的漏极连接。
本实施例中的电池双向主动均衡电路，工作在dcm(电流断续模式)模式下。dcm模式的原理为：负载小时初次级两侧电流分别为上升三角和下降三角波，如果是开关频率固定的它激式电源，次级将磁能释放完毕时开关管还未导通，这时初次级开关器件均关断，线圈与寄生电容产生衰减振荡，线圈两端电压低于输出电压，次级二极管关断，初次级均关断时线圈的振荡衰减较慢，虽然此时电压较高，但电流微小，直到开关管再次导通，如此循环下去。由于参与振荡的是线圈电感，不单是漏感，所以振荡频率较低，该振荡频率比开关管关断瞬间的尖峰振荡频率低很多，开关管关断瞬间的尖峰是漏感与分布电容产生的高频衰减振荡。如果是rcc自激式电源，次级磁能释放完毕后马上转入开关管导通阶段，没有两侧均关断的衰减振荡过程，此时为bcm临界模式。
基于本发明第一实施例的电路结构，其工作原理为，主动均衡电路设计在dcm模式下，当正向充电时，原边绕组t1固定占空比的原边绕组信号发生器b1通过原边驱动器a1给原边绕组t1的第一mos管q1提供驱动信号。第一mos管q1导通时，通过原边绕组变压器t1励磁积蓄能量，当第一mos管q1关断后变压器t能量须流通过第二二极管d2释放给到输出电池单体端。由于工作在dcm模式下，每个周期变压器t将把所以能量传递给副边绕组t2，不存在剩余能量。副边绕组t2固定占空比的副边绕组信号发生器b2停止工作。
当反向放电时，原边绕组信号发生器b1停止工作，副边绕组信号发生器b2通过副边驱动器a2给副边绕组t2的第二mos管q2提供驱动信号，第二mosq2导通时，通过变压器t的副边绕组t2绕组励磁积蓄能量，当第二mos管q2关断后变压器t能量须流通过第一二极管d1释放给到蓄电池端。由此形成放电工作状态。由于工作在dcm模式下，每个周期变压器t将把所以能量传递给副边绕组t2，不存在剩余能量。
虽然该方案中没有反馈控制环，但可以实现双向受控地传递能量，具体电流关系可依据下方公式得出。
请参阅图2，为正向工作状态电流波形图，don为q1导通占空比；doff1为d2导通占空比；doff2位q1关断占空比。(doff2＞doff1)。t为一个开关周期。
其中np为原边绕组t1绕组匝数，ns为副边绕组t2绕组匝数，lp为np绕组感量，ls为副边绕组t2绕组的感量。vin为原边绕组t1蓄电池输入电压，vo为单体电池电压，io为单体电池充电电流。
根据电感方程得到如下公式:
根据变压器t绕组电流比例关系得：
根据变压器t绕组感量关系得：
根据电感方程得d2导通时间：
根据电流平均积分得：
fs代表信号发生器的控制开关频率；
通过上述公式带入得：
如果已经确定dcm模式下工作也可以直接通过以下公式计算得出输出电流。
由于dcm模式下原边绕组t1励磁电流会复位到零，然后根据能量守恒公式得：
两种计算方式得出结果一致。
需要注意的是，以上计算公式已忽略效率折损，实际计算需乘以变换效率。
由此公式可以看出，在输入蓄电池电压vin和频率fs及占空比don均固定的情况下，单体电压vo与输出充电电流io成反比。电池单体正向充电时，电池单体电压vo越高，充电电流io则越小，反之亦然。其它参数，如输入蓄电池电压、占空比、频率分别与输出充电电流io的关系也可以根据上述公式得出。
实例说明：
根据假设参数：
lp＝10uh,vin＝12v；np＝8；ns＝3；fs＝100khz；don＝0.25；
通过详细计算可以得
请参阅图3，为输出充电电流与输出单体电池电压值的关系，当单体电池电压为4v时，充电电流为1.125a；当电池电压为3v时，充电电流为1.5a；当电池电压为2v时，充电电流为2.25a。实现恒功率输出。
当单体电压低时需要较大电流快速充电，当电压较高时则较小电流充电。由于主动均衡旨在平衡多节单体电池之间的电压，而不需要将电池充满。故该工作模式符合实际主动均衡应用环境。
通过下面公式计算得，当单体电压等于1.5v时，变压器t进入临界导通模式，如果单体电压小于1.5v时，变压器t进入电流连续工作模式(ccm)，变压器t剩余能量不降为零，存在剩磁会导致多个周期后饱和从而损坏。
实际应用过程中可通过计算并留余量来避免该问题出现。
为避免该情况出现则需要避免出现小于1.5v电压时工作，并留有一些余量。如限制在2v以上为安全工作区。
不过，由于主动均衡的应用场合，输入和输出均为电池，不存在启动爬升的ccm模式，正常工作不存在进入ccm的风险。如需考虑热插拔等异常情况下的可靠性，则可在副边绕组t2增加简单的过流保护电流。
请参阅图4，为反向放电工作状态分析：
该双向反激变换器拓扑，输入与输出对称，故当输出单体电池放电给蓄电池时，电流只要工作在dcm模式下，也可通过上述原理得出下面公式。
根据电感方程得出副边绕组t2峰值电流：
副边绕组t2放电平均电流：
注：公式中vo为副边绕组t2电池电压，而vin则为原边绕组t1的12v蓄电池电压，don为q2占空比，ls为次级绕组电感量，ts为开关周期。
由此公式可以看出，在输出入蓄电池电压vin和频率fs及占空比don均固定的情况下，单体电压vo与输出放电电流io成正比。电池单体反向放电时，电池单体电压vo越高，放电电流io则越大，反之亦然。其它参数，如输入蓄电池电压、占空比、频率分别与输出充电电流io的关系也可以根据上述公式得出。
实例说明：
根据假设参数：
lp＝10uh,vin＝12v；np＝8；ns＝4；fs＝100khz；don＝0.35
请参阅图5，
当单体电池电压为2v时，放电电流为0.8711a；当电池电压为3v时，放电电流为1.307a；当电池电压为4v时，放电电流为1.742a。
当单体电压低时需要小电流放电均衡，当电压较高时则较大电流充电。由于主动均衡旨在平衡多节单体电池之间的电压，并不一定需要将电池恒流放电。故该工作模式是符合实际主动均衡的应用环境需求。
在设定好参数后，如果电池电压大于一定值时，可能原边绕组t1无法泄放完变压器t所有能量后，经过多个周期能量累积将导致变压器t磁饱和损坏。
为避免该问题出现，实际应用过程中可以通过计算保留一定余量。
原边绕组t1允许且能够泄放的最大峰值电流为：
折算副边绕组t2最大电池电压为：
有上述得，当电池电压大于8.367v时变压器t存在饱和风险，故同样设计过程中需要考虑一定余量。
实际电池不存在大于5v的情况，如需要考虑热插拔等异常情况下的可靠性，则需要在副边绕组t2增加过流保护电路(可与正向充电的保护电路组合设计)。
进一步的，在第二实施例中，请参阅图6，还包括隔离电路g，隔离电路g可以为光耦合电路，所述隔离电路g与信号发生器和副边驱动器a2连接，隔离原边驱动器a1与副边驱动器a2。且固定占空比信号可以是由单片机输出或者其它信号发生器输出。
进一步的，在第三实施例中，请参阅图7，还包括隔离电压采样电路c，所述隔离电压采样电路c一端与信号发生器连接，另一端与电池单体端连接。通过补偿频率/占空比去修正输出电流，从而实现充放电恒流，虽然电池单体侧易出现电压波动，但通过调整不同占空比下输出从而实现各电压状态下恒流充放电，通过设计阶段的计算值或生产阶段的测试数据可以得到占空比和单体电池电压的关系表，并写入软件程序中。
该实施例中增加隔离电压采集电路c，通过隔离电压采样电路c将输出电池单体电压信号输入信号发生器采集，通过软件程序对应查表找到对应占空比，从而实现恒定电流充放电，此处的信号发生器可以为具有处理能力的单片机。
进一步的，请参阅图8，在第四实施例中，还包括同步整流控制器，所述同步整流控制器包括第一同步整流控制器z1和第二同步整流控制器z2，所述第一同步整流控制器z1与原边驱动器a1连接，所述第二同步整流控制器z2与副边驱动器a2连接。
根据上述推理公式可知，通过调整频率fs也可以实现恒流充放电，故在mcu采得电池单体侧电压后可通过补偿频率，而程序中写入的是频率和电池单体的电压关系表。
进一步的，请参阅图9，第五实施例，还包括基准放大电路，所述基准放大电路分别与变换电路的原边绕组t1和副边绕组t2连接。具体的为，在第二mos管q2的源极上设置有分流电阻r，分流电阻r与基准放大电路j1连接，基准放大电路j1与隔离电路g电路连接，隔离电路g可以采用光耦隔离电路，且隔离电路g与原边驱动器a1连接，原边驱动器a1与第一mos管q1的栅极连接。
虽然上面已经示出了本发明的一些示例性实施例，但是本领域的技术人员将理解，在不脱离本发明发明的原理或精神的情况下，可以对这些示例性实施例做出改变，本发明发明的范围由权利要求及其等同物限定。