本发明涉及电机控制技术领域，更具体的，涉及一种无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法及系统。
背景技术
电机(electricmachinery，俗称“马达”)是指依据电磁感应定律实现电能转换或传递的一种电磁系统。无刷双馈感应电机继承了笼型、绕线式感应电机和电励磁同步电机的优点，能够实现自启动、异步、同步和双馈等多种运行方式，具有良好的启动特性和运行性能。较之于普通双馈感应电机，该电机无电刷和滑环结构，大大降低了系统成本，提高了系统稳定性。然而，由于无刷双馈感应电机具有两个定子绕组和一个转子绕组，定子两套绕组的旋转磁势对转子绕组均有耦合，但只有一个定子绕组可以控制，使得系统解耦难度和控制难度增加。
在现有的控制方案中，标量控制根据电机稳态关系，通过控制侧磁链幅值和相位角达到控制电机的目的，虽然该方案较易于实现，但是存在稳态和动态性能差的缺点，难以适用于转速突变和系统动态性能要求较高的场合；对直接转矩控制而言，磁链的观测依赖于电机参数，且容易存在零点漂移等问题，而开关表的建立规则受限于磁链和电磁转矩的大小，该方案的开关频率不稳定，会导致电磁转矩脉动，且低速性能较差。矢量控制中，由于其线性特性不考虑电压源转换器的离散操作，且在矢量控制实现时需要矢量转换，使得该控制方案有些复杂且耗时。
技术实现要素：
本发明为解决传统无刷双馈感应电机调速控制方法解耦复杂、动态性能差的缺陷，提供一种无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法及系统。
第一方面，本发明提供一种无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法，包括：
采集无刷双馈感应电机的参数；其中，所述参数包括三相静止坐标系下的电机功率侧定子绕组的三相相电压、电机功率侧定子绕组的三相相电流以及电机控制侧定子绕组的三相相电流；
将所述电机功率侧定子绕组的三相电压进行克拉克变换，得到两相静止坐标系下电机功率侧的两相电压u1α和u1β；将所述电机功率侧定子绕组的三相电流进行克拉克变换，得到两相静止坐标系下的两相电流i1α和i1β；
根据所述电机功率侧的两相电压和两相电流，分析获取电机控制侧定子磁链角θ2；以所述电机控制侧定子磁链角θ2为变换角，将所述电机控制侧定子绕组的三相电流进行克拉克变换和帕克坐标变换，获得所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量；
获取控制侧定子电流的dq轴指令信号；
将所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量以及所述控制侧定子电流的dq轴指令信号输入调制模型控制器，获取控制侧定子电压的开关序列，将所述开关序列产生的开关驱动信号通过驱动电路作用于电机控制侧的电压源变换器。
其中，所述根据所述电机功率侧的两相电压和两相电流，分析获取电机控制侧定子磁链角θ2具体包括：
根据功率侧定子电压方程，利用电机功率侧的两相电压和两相电流，计算功率侧定子磁链在两相静止坐标系下的分量分别为：
式中，u1α和u1β分别是两相静止坐标系下电机功率侧的两相电压；i1α和i1β分别是两相静止坐标系下的两相电流；
根据锁相环原理，获取功率侧定子磁链的幅值
根据所述功率侧定子磁链的相角θ1和电机转子位置角θr，计算电机控制侧定子磁链角θ2。
其中，所述获取控制侧定子电流的dq轴指令信号具体包括：
获取电机电磁转矩的给定信号
根据所述电磁转矩的给定信号
根据所述无刷双馈感应电机的无功功率给定值q*，以及电机的无功功率与控制侧定子电流的关系表达式，获得控制侧定子电流的d轴指令信号
其中，所述获取电机电磁转矩的给定信号
获取电机实测转速nr，将所述电机给定转速
其中，所述电磁转矩和控制侧定子电流q轴分量的关系表达式为：
式中，
其中，所述电机的无功功率与控制侧定子电流的关系表达式为：
式中，
第二方面，本发明提供一种无刷双馈感应电机的调制模型预测控制系统，包括：
采集模块，用于采集无刷双馈感应电机的参数；其中，所述参数包括三相静止坐标系下的电机功率侧定子绕组的三相相电压、电机功率侧定子绕组的三相相电流以及电机控制侧定子绕组的三相相电流；
克拉克变换模块，用于将所述电机功率侧定子绕组的三相电压进行克拉克变换得到两相静止坐标系下电机功率侧的两相电压u1α和u1β；将所述静止坐标系下的所述电机功率侧定组的三相电流进行克拉克变换，得到两相静止坐标系下的两相电流i1α和i1β；
坐标变换模块，用于根据所述电机功率侧的两相电压和两相电流，分析获取电机控制侧定子磁链角θ2；以所述电机控制侧定子磁链角θ2为变换角，将所述电机控制侧定子绕组的三相电流进行克拉克变换和帕克坐标变换，获得所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量；
指令信号获取模块，用于获取控制侧定子电流的dq轴指令信号；
控制模块，用于将所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量以及所述控制侧定子电流的dq轴指令信号输入调制模型控制器，获取控制侧定子电压的开关序列，将所述开关序列产生的开关驱动信号通过驱动电路作用于电机控制侧的电压源变换器。
其中，所述指令信号获取模块具体用于：
获取电机电磁转矩的给定信号
根据所述电磁转矩的给定信号
根据所述无刷双馈感应电机的无功功率给定值q*，以及电机的无功功率与控制侧定子电流的关系表达式，获得控制侧定子电流的d轴指令信号
其中，所述获取电机电磁转矩的给定信号
获取电机实测转速nr，将所述电机给定转速
本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法，采用功率侧定子磁链定向控制算法，利用调制模型预测控制器实现了利用低压变频器控制高压电机的目的，本发明保证了无刷双馈感应电机调速系统的静态性能，在负载、速度突变的情况下得到快速的动态响应性能。克服了现有无刷双馈感应电机的控制方案解耦复杂、动态性能差的缺点。本发明通过固定的开关频率得到良好的输入输出电流波形质量、得到更高的无功功率控制精度和更低的转矩波动。且该方法实现简单，有助于推动无刷双馈感应电机的工业应用进程。
附图说明
图1为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法的流程示意图；
图2为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方案的框图；
图3为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的双脉冲宽度调制(pwm)电压源变换器的拓扑结构示意图；
图4为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的双pwm电压源变换器的开关矢量状态示意图；
图5为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制的程序流程图；
图6为根据本发明实施例提供的由两个有效开关矢量和一个零矢量及其对应的占空比确定的开关序列；
图7为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制系统的结构框图；
图8为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在转速600r/min稳态时的实验波形图；
图9为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在转速800r/min稳态时的实验波形图；
图10为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在负载转矩为50n.m时，转速由600r/min斜坡增加到800r/min时的实验波形图；
图11为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在负载转矩为50n.m时，转速由600r/min斜坡增加到800r/min时的录波仪波形图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚地描述，显然，所描述的实施例是本发明一模块实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
无刷双馈感应电机是一种新型交流电机，它兼有异步电机和同步电机的优点。无刷双馈感应电机去掉了传统电机的转子侧电刷，提高了机械稳定性，降低了维修成本。无刷双馈感应电机的定子上装有两套绕组，一套通常连接工频电源，称为功率绕组；另一套绕组连接控制电源，称为控制绕组。这两套绕组没有直接的电磁耦合，而是通过转子绕组间接进行电磁功率的传递。由于无刷双馈感应电机具有两个定子绕组和一个转子绕组，定子两套绕组的旋转磁势对转子绕组均有耦合，但只有一个定子绕组可以控制，使得系统解耦难度和控制难度增加。本发明针对传统无刷双馈感应电机调速控制方法解耦复杂、动态性能差的缺陷，提供一种无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法及系统。
图1为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法的流程示意图，参照图1，该方法包括：
步骤101，采集无刷双馈感应电机系统的参数。
具体地，通过电压传感器和电流传感器采集无刷双馈感应电机系统的参数。本实施例中，电机的参数至少包括三相静止坐标系下的电机功率侧定子绕组的三相相电压、电机功率侧定子绕组的三相相电流以及电机控制侧定子绕组的三相相电流。
步骤102，建立两相坐标系。
具体地，将所述电机功率侧定子绕组的三相电压进行克拉克变换得到两相静止坐标系下电机功率侧的两相电压u1α和u1β；将所述电机功率侧定组的三相电流进行克拉克变换，得到两相静止坐标系下的两相电流i1α和i1β。
步骤103，将电机控制侧定子绕组的三相电流进行克拉克变换和帕克坐标变换，获取电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量。
其中，根据所述电机功率侧的两相电压和两相电流，分析获取电机控制侧定子磁链角θ2具体包括：
根据功率侧定子电压方程，利用电机功率侧的两相电压和两相电流，计算功率侧定子磁链在两相静止坐标系下的分量分别为：
式中，u1α和u1β分别是两相静止坐标系下电机功率侧的两相电压；i1α和i1β分别是两相静止坐标系下的两相电流；
根据锁相环原理，获取功率侧定子磁链的幅值
根据所述功率侧定子磁链的相角θ1和电机转子位置角θr，计算电机控制侧定子磁链角θ2。
以所述电机控制侧定子磁链角θ2为变换角，将所述电机控制侧定子绕组的三相电流进行克拉克变换和帕克坐标变换，获得所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量。
其中，不同定子及转子从静止二相坐标系变换到功率侧磁链同步旋转坐标系的变换公式如下：
式中,
步骤104，获取控制侧定子电流的dq轴指令信号；
具体地，获取电机电磁转矩的给定信号
根据所述电磁转矩的给定信号
根据所述无刷双馈感应电机的无功功率给定值q*，以及电机的无功功率与控制侧定子电流的关系表达式，获得控制侧定子电流的d轴指令信号
步骤105，将所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量以及所述控制侧定子电流的dq轴指令信号输入调制模型控制器。
具体地，图2为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方案的框图。如图2所示，调制模型预测控制方案的组成主要包括磁链观测器、转速调节器、无功功率表达式、电磁转矩表达式、调制模型预测控制器、以及开关序列等几个部分。
将电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量以及所述控制侧定子电流的dq轴指令信号输入调制模型控制器。获取控制侧定子电压的开关序列，将所述开关序列产生的开关驱动信号通过驱动电路作用于电机控制侧的电压源变换器。
图3为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的双脉冲宽度调制(pwm)电压源变换器的拓扑结构示意图；图4为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的双pwm电压源变换器的开关矢量状态示意图；
该电压源变换器禁止同时打开每个桥臂中的上下两个开关，因此排除了短路开关状态。如图4所示，六个有效矢量由状态(state)1-6表示，零矢量由开关状态7-8表示。当开关sj导通时，sj(j{1,2,3,4,5,6})等于'1'，当开关sj关断时，sj等于'0'。假定直流母线电压的值是udc。采用空间矢量脉宽调制(svpwm)策略的三相电压源整流器实现恒定的直流母线电压。开关状态与开关的对应关系如图4所示。利用θ2进行坐标变换后，得到dq二相旋转坐标系中的控制侧绕组定子电压矢量u2表示为：
式中，u2是控制侧绕组定子电压矢量；ω1为功率定子侧绕组电角频率，ωr为转子机械角速度，p1、p2分别表示功率定子侧绕组与控制侧定子绕组极对数；s1、s3、s5分别表示开关状态的有效矢量；udc是直流母线电压的值。
根据系统离散模型计算下一个采样周期所有有效开关状态对应的功率侧定子电压电流及控制侧定子电压电流，所有有效开关状态中，对应最小评价函数值的开关状态在下一个采样周期被应用到双pwm背靠背电压源变换器。其程序流程图如图5所示。详细的实现步骤归纳如下：
(a)在第k次采样周期
(b)根据步骤(a)得到的采样值
(c)由于功率侧定子电压
(d)第(k+1)次采样周期对应的控制侧电压可以通过cal_u2式得到，不同的开关状态与电压矢量有一一对应关系，开关状态与开关的对应关系如图4所示。
cal_u2：
(e)根据上述步骤(b)(c)得到第(k+1)次采样周期的
其中
为了获得固定的开关频率，将在每个采样周期中选择两个相邻的有效开关矢量uj和uk以及零矢量u0。这些开关的成本函数gi通过步骤(e)得到，分别是gj，gk和g0。假定dj，dk和d0是这些电压矢量的占空比。ts是采样周期。k是一个常数。通过求解如下方程计算两个有效开关矢量的占空比。
由上计算化简可得占空比为：
采用新的评价函数cost如下：
cost＝djgj+dkgk+d0g0
使用不同的2个有效开关矢量两两组合与零矢量一起，求评价函数cost值，最后，最小评价函数cost值的两个有效开关矢量为最优解，并在下一个采样时刻用于双pwm背靠背电压源变换器。之后，在每个采样周期内,通过图6中示出由两个有效开关矢量和一个零矢量及其对应的占空比(dj，dk，d0)确定的开关序列，按照该开关序列产生的开关驱动信号，并通过驱动电路作用于控制侧的电压源变换器中，完成对无刷双馈感应电机的控制。
本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制方法，采用功率侧定子磁链定向控制算法，利用调制模型预测控制器实现了利用低压变频器控制高压电机的目的，本发明保证了无刷双馈感应电机调速系统的静态性能，在负载、速度突变的情况下得到快速的动态响应性能。克服了现有无刷双馈感应电机的控制方案解耦复杂、动态性能差的缺点。本发明通过固定的开关频率得到良好的输入输出电流波形质量、得到更高的无功功率控制精度和更低的转矩波动。且该方法实现简单，有助于推动无刷双馈感应电机的工业应用进程。
在上述实施例的基础上，所述电磁转矩和控制侧定子电流q轴分量的关系表达式为：
式中，
在上述各实施例的基础上，所述电机的无功功率与控制侧定子电流的关系表达式为：
式中，
图7为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机的调制模型预测控制系统的结构框图；如图7所示，本发明提供一种无刷双馈感应电机的调制模型预测控制系统，包括：
采集模块701，用于采集无刷双馈感应电机系统的参数；其中，所述参数包括三相静止坐标系下的电机功率侧定子绕组的三相相电压、电机功率侧定子绕组的三相相电流以及电机控制侧定子绕组的三相相电流；
克拉克变换模块702，用于将所述电机功率侧定子绕组的三相电压进行克拉克变换得到两相静止坐标系下电机功率侧的两相电压u1α和u1β；将所述静止坐标系下的所述电机功率侧定组的三相电流进行克拉克变换，得到两相静止坐标系下的两相电流i1α和i1β；
坐标变换模块703，用于根据所述电机功率侧的两相电压和两相电流，分析获取电机控制侧定子磁链角θ2；以所述电机控制侧定子磁链角θ2为变换角，将所述电机控制侧定子绕组的三相电流进行克拉克变换和帕克坐标变换，获得所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量；
指令信号获取模块704，用于获取控制侧定子电流的dq轴指令信号；
控制模块705，用于将所述电机控制侧定子电流实测值的dq轴分量以及所述控制侧定子电流的dq轴指令信号输入调制模型控制器，获取控制侧定子电压的开关序列，将所述开关序列产生的开关驱动信号通过驱动电路作用于电机控制侧的电压源变换器。
其中，所述指令信号获取模块704具体用于：
获取电机电磁转矩的给定信号
根据所述电磁转矩的给定信号
根据所述无刷双馈感应电机的无功功率给定值q*，以及电机的无功功率与控制侧定子电流的关系表达式，获得控制侧定子电流的d轴指令信号
其中，所述获取电机电磁转矩的给定信号
获取电机实测转速nr，将所述电机给定转速
在一个实施例中，采用本发明构成的无刷双馈感应电机调制模型预测控制方案，实验结果如图8-11所示。电机参数如下：额定功率为30kw；功率侧定子绕组极对数为1；控制侧定子绕组极对数为3；功率侧定子绕组电阻为0.4035ω；控制侧定子绕组电阻为0.5470ω；转子绕组电阻为0.7852ω；功率侧定子绕组电感为0.4749h；控制侧定子绕组电感为0.0656h；转子绕组电感为0.5499h；功率侧定子绕组与转子绕组互感为0.4706h；控制侧定子绕组与转子绕组互感为0.0629h；电机转动惯量为0.95kg.m2。
图8为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在转速600r/min稳态时的实验波形图；图9为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在转速800r/min稳态时的实验波形图；根据图8和图9可知，转速和无功功率均达到理想值，且转速的稳态误差在±2r/min以内，控制侧定子电流基本稳定。
图10为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在负载转矩为50n.m时，转速由600r/min斜坡增加到800r/min时的实验波形图。由图10可知转子速度可以很好地跟踪给定值，且具有良好的动态性能；在暂态过程中，控制侧定子电流q轴分量出现短时增加以产生较大的电磁转矩。因此，利用上述控制策略，无刷双馈感应电机可以从亚同步运行模式平滑地切换到超同步运行模式。
图11为根据本发明实施例提供的无刷双馈感应电机在负载转矩为50n.m时，转速由600r/min斜坡增加到800r/min时的录波仪波形图,由于电磁转矩大于变化时刻的负载转矩，所以转子速度增加，当电磁转矩由于i2q减小而下降时，转子速度恢复到原始状态。大约0.2秒后，这四个变量倾向于达到稳定状态，而i2q在稳定状态下下降到较低值。因此，实验结果验证了本发明公开的无刷双馈感应电机矢量控制方案的可行性和有效性。
本发明实施例采用功率侧定子磁链定向控制系统，利用调制模型预测控制器实现了无刷双馈感应电机的精确控制，本发明保证了无刷双馈感应电机调速系统的静态性能，在负载、速度突变的情况下得到快速的动态响应性能。克服了现有无刷双馈感应电机的控制方案解耦复杂、动态性能差的缺点。本发明通过固定的开关频率得到良好的输入输出电流波形质量、得到更高的无功功率控制精度和更低的转矩波动。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序存储于数字信号处理器tms320f28335和可编程门阵列ep2c8t144c8n中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该软件可以存储在数字信号处理器tms320f28335和可编程门阵列ep2c8t144c8n中，使得硬件平台执行各个实施例或者实施例的某些部分的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明根据本发明实施例提供的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离根据本发明实施例提供的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，凡在根据本发明实施例提供的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在根据本发明实施例提供的保护范围之内。