适用于高功率密度场合的多电平矩阵变换器及其箝位电容电压控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种适用于高功率密度场合的多电平矩阵变换器及其箝位电容电压控制方法。

背景技术

为了提高能源的利用效率，实现低碳经济，高电压、大容量、高可靠性的电力电子变换器在新能源发电、新能源汽车、高电压等级电力系统、全电舰艇驱动、电力机车牵引以及航空航天等领域被大量采用。新能源发电、电动汽车、新型储能装置以及其它符合低碳经济、可持续发展思路的方向逐渐成为研究的热点，高功率密度、高可靠性的新型电力电子变换器拓扑结构以及与其对应的调制、控制策略作为包括电气化铁路、电动汽车等绿色交通领域与新能源领域的关键性技术问题，其研究有着重要的意义。

关于传统ac-dc-ac型拓扑的研究与开发已取得了长足的进展，多种较为成熟的产品在市场上出现并占在整个变换器系统领域占主导地位，但是随着工业电气自动化的不断进步，以及节能和环保要求的不断提高，该拓扑仍有许多方面存在不足：

(1)ac-dc-ac型拓扑的变换器均含有大容量直流储能环节，其巨大的体积和重量减少了变换器的功率密度，造成了变换器在安装、维护和使用过程中的不便。当储能器件选用大容量电解电容时，由于电解液特性不稳定，极易受受环境因素(温度、湿度)影响，电解电容的高故障率严重影响了变换器的使用寿命；如选用薄膜电容作为储能器件，则系统整体的成本则会大幅上升。

(2)在机车牵引、电梯等既需要频繁在电动、制动过程间进行切换的工业应用场合，一些ac-dc-ac型拓扑的变换器在制动过程中，由于缺少能量回馈的通道，需要通过制动电阻来消耗能量，造成了能源的浪费，与低碳经济理念不符；更加严重的是，在化工厂、燃料厂等特殊工业应用场合，大功率的制动电阻可能引起火灾，是生产过程的重大安全隐患。

(3)一些ac-dc-ac型变换器拓扑的整流侧使用二极管全桥，这不仅对电网产生了大量的谐波污染，还使得输入侧功率因数难以控制，提高了无功功率控制的难度。

考虑到上述问题，矩阵式变换器作为一种典型的无直流储能环节的四象限、高性能直接ac-ac变换器拓扑被推上了历史舞台，矩阵变换器共由9个双向开关构成，每个输出相(u、v、w)均通过双向开关直接与三相输入(a、b、c)相连接，输入端为电压源特性，输出端为电流源特性；矩阵变换器具有高功率密度、能量双向流动、输入侧可实现单位功率因数等优点。

随着现代化工业体系对功率等级、电压等级的要求越来越高，电力电子器件的发展速度难以满足实际应用中对器件耐压、功率等级的要求。采用器件串并联虽然可以直接实现高电压大功率变换，但由于不能保证器件参数的一致性，多个串并联器件较难在同一时间开通或关断，瞬态会存在器件的均压、均流等问题，大量器件串、并联时系统可靠性较难满足使用需求。除此之外，两电平变换器原有的电磁干扰、电压变化率、输出谐波以及共模电压等问题会在高压应用场合下被大幅放大，进而严重影响系统性能。目前有很多学者研究器件串联的暂态过程，增加了辅助的主动均流、均压电路，但尚无广泛的工业化应用。

考虑到以上问题，多电平的拓扑结构得到了广泛的研究和应用，研究多电平拓扑的目的是为了实现更高的电压输出与更大的功率传递，使变换器能够应用于高压大容量的场合，并优化输出电压的谐波性能、减少开关损耗。为了提升矩阵式拓扑结构的应用领域，将多电平技术与传统矩阵变换器基本拓扑结构相结合，可以实现适用于高压、大容量系统的多电平矩阵拓扑结构。此类拓扑结构兼顾矩阵变换器所具有的无大容量储能环节，体积小、重量轻，高功率密度等优点，又具有多电平拓扑的高压大容量运行，多电平输出，系统绝缘冲击小，谐波特性良好等优点。因此，在高压大容量新能源变换器、电力系统的谐波治理和电气化交通等领域，多电平矩阵变换器无疑是较为可行并且经济的一种选择。

技术实现要素：

鉴于上述，本发明提供了一种适用于高功率密度场合的多电平矩阵变换器及其箝位电容电压控制方法，能够适用于对功率密度、可靠性要求高的直接交-交变换场合。

一种适用于高功率密度场合的多电平矩阵变换器，包括三相桥臂，每个桥臂均由n-1组双向开关电路依次连接组成，相邻两组双向开关电路之间连接有箝位电路，所述桥臂具有三相输入端口和一个输出端口且各桥臂同相的输入端口共连，n为多电平矩阵变换器输出相电压的电平数且n为大于1的自然数。

进一步地，所述双向开关电路由三个双向开关sa～sc组成，对于任一桥臂，该桥臂中所有双向开关电路的双向开关sj依次级联后形成两个端点tj1和tj2，j＝a、b或c；其中端点tj1作为该桥臂的j相输入端口，端点ta2、tb2和tb2共连后作为该桥臂的输出端口。

进一步地，所述箝位电路由三个箝位电容c1～c3组成且连接于相邻两组双向开关电路i和ii之间，则箝位电容c1的一端与箝位电容c3的一端、双向开关电路i中双向开关sa的一端以及双向开关电路ii中双向开关sa的一端相连，箝位电容c1的另一端与箝位电容c2的一端、双向开关电路i中双向开关sb的一端以及双向开关电路ii中双向开关sb的一端相连，箝位电容c2的另一端与箝位电容c3的另一端、双向开关电路i中双向开关sc的一端以及双向开关电路ii中双向开关sc的一端相连。

进一步地，所述多电平矩阵变换器还包括有输入滤波器，所述输入滤波器包括三相滤波电感la～lc和三个滤波电容ch1～ch3；其中，滤波电感la的一端作为多电平矩阵变换器的a相输入接口，滤波电感la的另一端与滤波电容ch1的一端、滤波电容ch3的一端以及各桥臂的a相输入端口相连，滤波电感lb的一端作为多电平矩阵变换器的b相输入接口，滤波电感lb的另一端与滤波电容ch1的另一端、滤波电容ch2的一端以及各桥臂的b相输入端口相连，滤波电感lc的一端作为多电平矩阵变换器的c相输入接口，滤波电感lc的另一端与滤波电容ch2的另一端、滤波电容ch3的另一端以及各桥臂的c相输入端口相连。

上述多电平矩阵变换器的箝位电容电压控制方法，包括如下步骤：

(1)对于系统的任一桥臂，遍历其所有可能的开关组合方案，由于同一组双向开关电路中在任一时刻必须只有一个双向开关是开通的，因此一个桥臂具有3^n-1种开关组合方案，对于整个系统则有3^3(n-1)种开关组合方案；

(2)对于任一种开关组合方案，计算确定在该方案下系统的三相输出电压并对其进行帕克变换，通过帕克变换得到的电压矢量即对应空间矢量平面中的一个点；依此遍历所有开关组合方案，将空间矢量平面中的所有点相互连线；

(3)对系统要求的三相输出电压进行帕克变换，对应得到在空间矢量平面中的点o，确定平面中包含点o的最小三角形，进而将该三角形三个顶点对应的所有开关组合方案组成候选方案集；

(4)对于候选方案集中的任一开关组合方案，在该方案下测量系统中所有箝位电容的实际电容电压，计算参考电容电压与实际电容电压的电压误差并对其标幺化，进而通过以下公式计算该方案的评价函数l：

其中：δuk为系统中第k个箝位电容的电压误差标幺值，iarm_k为第k个箝位电容所在桥臂的桥臂电流；

(5)根据步骤(4)遍历候选方案集中的所有开关组合方案，选取评价函数l最小的开关组合方案作为系统的箝位电容电压控制策略。

进一步地，所述步骤(2)中对于任一种开关组合方案，在该方案下系统任一相输出电压即等于该相的输入电压加上该相桥臂电流流经的所有箝位电容的参考电容电压总和。

进一步地，对于系统中的任一箝位电容，其参考电容电压的计算表达式如下：

其中：uref为该箝位电容的参考电容电压，若该箝位电容位于第i级箝位电路中，即第i级箝位电路连接于第i组与第i+1组双向开关电路之间，i为自然数且1≤i≤n-2，u为该箝位电容所连两相线之间的线电压，若该箝位电容为第i级箝位电路中的箝位电容c1，则u即为ab两相线之间的线电压；若箝位电容c为第i级箝位电路中的箝位电容c2，则u即为bc两相线之间的线电压；若箝位电容c为第i级箝位电路中的箝位电容c3，则u即为ac两相线之间的线电压。

本发明变换器拓扑结构能实现输出多电平，单器件耐压低于传统两电平拓扑，输出端谐波可以有效降低，电压阶梯也会更小；不同级箝位电路电压的比例分别为1:2:3:…n-1。与现有技术(之前研究的箝位电压比例分别为1:2:4:8:...2n-1)相比，本发明具有以下有益技术效果：

(1)所有器件应力一致，每个双向开关承担最大耐压一致，模块性强，便于器件选型与维护，有效降低后期成本。

(2)电容可平衡区域增加，电容电压可控范围大大增大，在低调制区域(电压利用率低)时能够对电容进行完全控制。

(3)电容平衡计算复杂度降低。

附图说明

图1为本发明n级箝位多电平矩阵变换器的结构示意图。

图2(a)为四电平矩阵变换器输出全电压的开关状态类型i示意图。

图2(b)为四电平矩阵变换器输出全电压的开关状态类型ii示意图。

图3(a)为四电平矩阵变换器输出1/3电压的开关状态类型i示意图。

图3(b)为四电平矩阵变换器输出2/3电压的开关状态类型i示意图。

图4(a)为四电平矩阵变换器输出1/3电压的开关状态类型ii示意图。

图4(b)为四电平矩阵变换器输出2/3电压的开关状态类型ii示意图。

图5(a)为四电平矩阵变换器输出零电压的开关状态类型i示意图。

图5(b)为四电平矩阵变换器输出零电压的开关状态类型ii示意图。

图6(a)为电流正方向情况下交流h桥箝位电容充电电流回路示意图。

图6(b)为电流正方向情况下交流h桥箝位电容放电电流回路示意图。

图7为三相电容等效过程示意图。

图8为典型的双向开关结构示意图。

图9为多电平矩阵变换器电压空间矢量图。

图10(a)为三电平矩阵变换器的实验波形示意图。

图10(b)为五电平矩阵变换器的实验波形示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本发明多电平矩阵变换器箝位结构，n电平共使用9(n-1)个双向开关、9(n-2)个交流箝位电容，实现输出相电压的n电平与输出线电压的2n-1电平，三相交流输入电压通过n-1个双向开关连接到三相输出中的一相，双向开关之间通过电容进行箝位，以输入到输出的顺序定义第1级至第n-2级箝位，第i级箝位电容的电压控制在线电压的(n-1-i)/(n-1)。三相输入一相输出构成一个桥臂，拓扑通过输出可以划分为u、v、w共三个桥臂，u相桥臂中第i级箝位电容连接ab、bc、ca相输入的分别被命名为c(3i-2)u、c(3i-1)u与c(3i)u，同样以输入到输出的顺序定义第1级至第n-1级双向开关，u相桥臂中第i级双向开关连接a、b、c相输入的分别被命名为saui、sbui以及scui，其它以此类推。

由于矩阵变换器输入端呈电压源特性，输出端呈电流源特性，n电平矩阵变换器任意输出相桥臂中每一级双向开关有且仅有一个导通，即每个桥臂可用开关状态共3n-3种，三相总可用状态为3^3n-3种。以四电平矩阵变换器为例，如表1所示，一桥臂共有12种可用开关状态，根据输出电压的不同类型可以分为三类，第i类输出全电压、第ii类输出1/3或2/3电压、第iii类输出零电压，箝位电容的电压控制通过同电压输出不同开关状态来实现。

表1

表1中，当输出相桥臂输出的电压为全电压时(输出电压等于某一相输入电压，即表1中i的情形)，连接同一输入输出的三级开关同时导通关断，此种情况对应的开关共3种，分别使输出相连接a、b、c三相输入，该输出即为传统矩阵变换器的输出类型，其中输出va、vb的开关状态如图2(a)和图2(b)所示，箝位电路采用理想交流电压源u1u、u2u、u3u与u4u进行等效。

由于此时输出电压与输入电压直连，未有电流流过箝位电路，所有箝位电路位于悬浮位置，能量不变。当后两级开关同时导通关断，此种情况对应的开关共6种，产生三种半电压输出，分别使输出相电压等于(2va+vb)/3、(va+2vc)/3、(2vc+vb)/3、(va+2vb)/3、(2va+vc)/3、(vc+2vb)/3，该输出为四电平矩阵变换器较传统矩阵变换器新增的电压输出类型。

取第一级箝位电路的电压为其对应线电压的2/3，因而图3(a)中有桥臂输出电压vu＝va-2(va-vb)/3＝(va+2vb)/3；图3(b)中桥臂输出电压vu＝vb+2(va-vb)/3＝(2va+vb)/3，两种不同开关状态对箝位电路的影响完全相反。通过对输出电流方向的检测，在桥臂输出1/3或2/3电压时可以选择合适的开关状态对前级箝位电路的能量流动进行控制，由于没有电流流过后级箝位电路，后级箝位电路处于悬浮状态。考虑到第二级箝位器件的电压为对应线电压的1/3，通过串入第二级的箝位电路可以产生大小等于输入电压1/3的电压阶梯。

图4(a)中桥臂输出电压vu＝va-(va-vb)/3＝(2va+vb)/3，图4(b)中则有桥臂输出电压vu＝va-2(va-vb)/3+(va-vb)/3＝(2va+vb)/3，两种不同的开关状态的输出电压一致，但对后级箝位电路具有完全相反的影响，此外，后一种开关状态还会影响到前级箝位电路。四电平矩阵变换器共有18种开关状态对应6种3/4电压输出(对应表1中的情况ii)。

在图5(a)中vu＝va-2(va-vb)/3-(vb-vc)/3+(vb-vc)/4＝0，图5(b)中则有vu＝va-2(va-vb)/3-(vb-vc)/3＝0成立。图5(a)和图5(b)所示的两类开关状态通过串入不同级的箝位电路输出了三分之一输入电压，两者对后级箝位电路的影响完全相反，并会同时影响到前级箝位电路。四电平矩阵变换器共有6种开关状态对应该类型零电压输出(对应表1中的情况iii)。

四电平矩阵变换器开关状态对箝位电路的影响可总结如表2所示，当相电流方向为输入流向输出时，sax1、sbu2导通会导致箝位器件u1u充电，正方向如图6(a)所示，sax2、sbu1导通则会导致箝位电路u1u放电，如图6(b)所示，其它情况同理。

表2

准确的箝位电路中间电压是桥臂给出正确电压输出的必要条件，箝位型四电平矩阵变换器拓扑两级箝位电路电容的参考电压如表3所示，第一级电压为对应线电压的三分之二，第二级为对应线电压的三分之一。

表3

其中x可以为u、v、w三相输出，实际使用中，在该悬浮电容基础上可采用并联小容量变压器的方式进行辅助箝位，通过不同开关状态产生相反的电流回路，进而使变压器的平均功率为零。以单相交流h桥为例，其拓扑如图6(a)所示，s1、s2、s3、s4为四个双向开关，共有4种可能的开关状态，其对应的功率流动如表4所示，通过s1、s4构建的电流回路与通过s2、s3所构成的回路相比，其作用在电容上的电流方向相反，对箝位电路(电容与变压器)的能量流动贡献也相反。交替使用这两种电流回路可以在一个周期内使变压器等效功率流动为零，并未有有功功率输出。三相交流h桥的情形与单相类似，对a、b相输入而言，其等效相间电容如图7所示。

表4

对箝位型四电平矩阵变换器而言，在桥臂输出全电压时，所有箝位电路均处在悬浮状态，无功率流动；在输出半电压时可以通过均分作用时间实现前级箝位电路平均功率为零，此时后级箝位电路处于悬浮位置，平均功率同样为零；在输出1/3电压或2/3电压时则可以通过均分作用时间使后一级箝位电路平均功率流动为零，前一级则需结合半电压来进行能量平衡。综上所述，通过将非全电压输出的作用时间均分，分别作用其对应的两种开关状态的方法可以减少箝位器件的能量波动，使之在周期内不存在有功功率输出。

拓扑中双向开关的典型实现方式如图8所示，两种方法中反并联实现器件成本较高，二极管桥实现运行导通损耗大。

为使该拓扑给出预期的电压输出和电流输入，需要通过对传统矩阵变换器进行类比扩展，进而得到相应的调制策略。图9是四电平矩阵变换器的输出电压空间矢量调制示意：给定三相瞬时输出电压与输入电流分别通过式(1)与式(2)转换得到的矢量将会落在等边三角形中，如图9所示。在电压空间矢量图中，由于输出电压存在多电平，该三角形会被细分成多个小三角形；另一方面，输入电流不存在多电平，因而电流空间矢量图与传统两电平矩阵变换器相同。

在输出电压空间矢量图中，式(1)中的与对应该开关状态组在横坐标与纵坐标上的投影，θou为输出电压相角。

在输入电流空间矢量图中，式(2)中的与对应该开关状态组在横坐标与纵坐标上的投影，θii为输入电流相角，考虑到输入滤波器的影响，往往需要在调制中使输入电流相角θii落后于输入电压相角θiu一定角度δ来在输入侧的实现单位功率因数，该角度即为单位功率因数补偿角。

给定输出通过三角形顶点代表的六个矢量进行调制，其中v1、v3、v5与v2、v4、v6在电流空间矢量图上的方向分别相同，t1,3,5与t2,4,6的取值通过传统矩阵变换器输入电流调制得到；而v1、v2与v3、v4以及v5、v6在电压空间矢量图上的方向分别相同，六个矢量的最终作用时间可通过式(3)～式(6)进行计算：

其中，特别需要注意的是不同矢量对应的可用空间矢量状态数不同，需要通过建立电容电压不平衡的评价函数对所有可用状态进行枚举。对于候选方案集中的任一开关组合方案，在该方案下测量系统中所有箝位电容的实际电容电压，计算参考电容电压与实际电容电压的电压误差并对其标幺化，进而通过以下公式计算该方案的评价函数l：

其中：δuk为系统中第k个箝位电容的电压误差标幺值，iarm_k为第k个箝位电容所在桥臂的桥臂电流；枚举遍历候选方案集中的所有开关组合方案，选取评价函数l最小的开关组合方案作为系统的箝位电容电压控制策略。

该变换器输入电压调制与电容平衡控制存在矛盾，由于输出电压控制的基础是电容电压的稳定，因而在该矛盾出现时需要优先保证电容平衡，后续实验证明，由于对称性的存在，该控制方案依旧能保证正弦输入电流。

图10(a)和图10(b)分别为三、五电平拓扑的输出电压、输入电流实验波形，从上到下依次为输入电压、电流，输出电压、电流，其它电平数时的情形与之类似，具体情形通过类比可得，实验结果证明了前述方案的正确性。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。