本发明涉及开关变换器领域，特别涉及有源功率因素校正的ac-dc变换器。
背景技术
随着现代工业的高速发展，电力系统的非线性负荷日益增多。这些非线性负荷产生的谐波电流注入到电网，使公用电网的电压波形产生畸变，严重地污染了电网的环境，威胁着电网中各种电气设备的安全运行。为消除或尽量降低电网谐波的诸多危害，通常要求对设备产生的谐波进行限制，因此对功率因数有限制要求。目前对消耗功率大于75w以上的开关电源都有功率因数要求，即要求电路的工作电流波形基本和电压波形相同。
为减小和消除谐波，应进行功率因数校正(pfc)，以提高设备的功率因数。目前主流的功率因数校正技术主要分为无源校正技术(以下简称无源pfc)和有源校正技术(以下简称有源pfc)。无源pfc技术是用电感、电容等无源器件组成的网络来滤除部分阶次的谐波；有源pfc技术则通过开关器件(如mosfet、功率二极管等)，在整流电路和负载之间增加一级功率变换结构，使输入电流的相位跟踪输入电压的相位。无源pfc电路的优点是简单、成本低、可靠性好，但是校正效果比较差，难以得到很高的功率因数，并且体积庞大，目前已经较小使用。有源pfc电路体积小，可以得到非常高的功率因数以及非常低的电流谐波失真，目前广泛引用于各种开关电源当中。
现有有源pfc电路中通常选择boost拓扑结构来实现。以临界模式有源boost_pfc为例，如图1所示。现有稳压输出的有源boost_pfc电路通常包括如下几个部分:整流网络101、boost变换器102、过零检测网络103、电流采样网络104、驱动网络105、输出电压采样网络106及pfc控制芯片ic。
pfc控制ic引脚功能通常如下：
zcd：零电流检测引脚
mult:芯片内部乘法器的输入引脚
vcc:芯片的供电引脚
gnd:芯片的参考地引脚
comp:芯片电压环的补偿引脚
inv:输出电压的反馈引脚
gate:芯片的驱动引脚
cs：电流采样引脚
该电路方案通过inv引脚的基准电压vref与输出电压采样网络106使boost变换器的输出电压稳定在固定电压值，过零检测网络103检测电感电流，当电感电流等于零时，控制芯片的gate引脚输出高电平，开关管导通，电流采样网络104采样电阻r2上电压与控制芯片内部乘法器输出的半正弦信号进行比较，使输入电流基本与输入电压同相位，从而获得较高的功率因数值。
图1所示的现有有源boost_pfc技术的特点是将交流输入电压经boost变换器升到一个固定电压值，通常电压高达400v及以上。然而在实现宽电压范围输入，尤其是当输入电压处于低压时(如85vac)，现有技术方案磁芯体积大、效率低，降低电源整体的可靠性，还会影响电源的使用寿命。
技术实现要素：
针对现有技术的不足，本发明提供一种pfc电路，使boost的输出电压为可变的输出电压。通过输入电压比较网络107检测输入电压，当输入电压较低时，boost变换器的输出电压为vo1，当输入电压较高时，boost变换器的输出电压为vo2，且vo1＜vo2。
本发明的一种输出电压可变的pfc电路，包括包括整流网络101、boost变换器102、输出电压采样网络106和控制ic，整流网络101的输入端连接交流输入电压vin，整流网络101的输出正和输出负分别连接到boost变换器102的两个输入端，boost变换器102的输出端为输出正vo和输出gnd，输出电压采样网络106连接在输出正vo和输出gnd之间，控制ic控制boost变换器102中开关管的开通和关断；
还包括输入电压比较网络107，所述的输入电压比较网络107的第一输入端连接整流网络101的输出正，所述的输入电压比较网络107的第二输入端连接输出电压采样网络106的采样电压和控制ic的输出电压反馈引脚inv，所述的输入电压比较网络107的供电端连接供电电压vcc，所述的输入电压比较网络107的输出端连接输出gnd；所述的输入电压比较网络107内部设置两个阈值电压vth1和vth2，当输入电压vin＜vth1时，boost变换器102的输出电压为vo1，当vin＞vth2时，boost变换器102的输出电压为vo2。
优选的，所述的输入电压比较网络107包括电阻r8、电阻r9、电阻r10、电阻r11、电阻r12、电阻r13、电容c4、电容c5、三极管q1、三极管q2、三极管q3和二极管d2；电阻r8的一端作为输入电压比较网络107的第一输入端与整流网络101的输出正连接；电阻r8的另一端分别与电阻r9的一端和电容c4的一端连接；电阻r9的另一端分别连接电容c5的一端、电阻r10的一端、三极管q1的基极、三极管q2的集电极连接；电容c4的另一端、电容c5的另一端、电阻r10的另一端、三极管q1的发射极连接输出gnd；三极管q1的集电极分别与三极管q2的基极、电阻r12的一端、二极管d2的阴极连接；三极管q2的发射极与电阻r11的一端连接；电阻r11的另一端与电阻r12的另一端连接并作为所述的输入电压比较网络107的供电端；二极管d2的阳极与三极管q3的基极连接；三极管q3的集电极与输出gnd连接；三极管q3的发射极与电阻r13的一端连接；电阻r13的另一端作为所述的输入电压比较网络107的第二输入端。
优选的，所述的输入电压网络107包括电阻r8、电阻r9、电阻r10、电阻r11、电阻r12、电阻r13、电容c4、电容c5、mos管q1、mos管q2和mos管q3；电阻r8的一端作为输入电压比较网络107的第一输入端与整流网络101的输出正连接；电阻r8的另一端分别与电阻r9的一端和电容c4的一端连接；电阻r9的另一端分别与电容c5的一端、电阻r10的一端、电阻r11的一端、mos管q1的栅极连接；电容c4的另一端、电容c5的另一端、电阻r10的另一端、mos管q1的源极连接输出gnd；mos管q1的漏极分别与mos管q2的栅极、mos管q3的栅极、电阻r12的一端连接；mos管q2的漏极与电阻r11的另一端连接；mos管q2的源极与电阻r12的另一端连接并作为所述的输入电压比较网络107的供电端；mos管q3的漏极与电阻r13的一端连接；电阻r13的另一端与输出gnd连接；mos管q3的源极作为所述的输入电压比较网络107的第二输入端。
优选的，所述的输出电压采样网络106包括电阻r5、电阻r6、电阻r7。电阻r5的一端与输出正vo连接；电阻r5的另一端与电阻r6的一端连接；电阻r6的另一端与电阻r7的一端连接，电阻r7的另一端连接输出gnd，电阻r6和电阻r7的连接点作为电压采样点连接所述的输入电压比较网络107的第二输入端。
优选的，当vin＞vth2时，所述的输入电压比较网络107的第二输入端的输入电流大于0；当vin＜vth1时，所述的输入电压比较网络的第二输入端的输入电流等于0。
优选的，vth1＜vth2，vth2与vth1的差值电压为滞回电压。
与现有技术相比，本发明具有以下有意效果
1、电感体积减小，有利于产品的小体积化；
2、在宽范围电压输入时，提升低压输入时的效率，有利提升产品的应用范围和可靠性；
附图说明
图1现有技术的电路图；
图2本发明实施例一的电路图；
图3现有技术与本发明的输入电压范围内的电压特性比较；
图4本发明实施例二的电路图。
具体实施方式
实施例一
如图2所示，为本发明实施例一的电路图。
整流网络101的输入端与交流输入连接；整流网络101的输出正与输入电容c1的一端、变压器t1的初级异名端(有黑色标点的一端为同名端，未有黑色标点的一端为异名端)连接；整流网络101的输出负与输入电容c1的另一端、输出gnd连接；变压器t1的初级同名端与二极管d1的阳极、开关管tr1的漏极连接；二极管d1的阴极与输出电容c2的一端、输出正vo连接；开关管tr1的源极与控制芯片ic的cs引脚、电流采样网络104中电阻r2的一端、驱动网络105中电阻r3的一端连接；开关管tr1的栅极与驱动网络105中电阻r4的一端、电阻r3的另一端连接；电阻r4的另一端与控制芯片ic的gate引脚连接；电阻r2的另一端与输出电容c2的另一端、输出gnd连接。
电流检测网络103中变压器t1的次级绕组同名端与电阻r1的一端连接；电阻r1的另一端与控制芯片ic的zcd引脚连接；变压器t1的次级绕组异名端与输出gnd连接。
输出电压采样网络106中电阻r5的一端与输出正vo连接；电阻r5的另一端与电阻r6的一端连接；电阻r6的另一端与电阻r7的一端、控制芯片ic的inv引脚连接；电阻r7的另一端连接输出gnd；控制芯片ic的vcc引脚与电容c3的一端、辅助供电vcc连接；控制芯片ic的gnd引脚与电容c3的另一端、输出gnd连接。
输入电压比较网络107中电阻r8的一端与整流网络101的输出正连接；电阻r8的另一端与电阻r9的一端、电容c4的一端连接；电阻r9的另一端与电容c5的一端、电阻r10的一端、npn三极管q1的基极、pnp三极管q2的集电极连接；电容c4的另一端与电容c5的另一端、电阻r10的另一端、npn三极管q1的发射极、输出gnd连接；npn三极管q1的集电极与pnp三极管q2的基极、电阻r12的一端、二极管d2的阴极连接；pnp三极管q2的发射极与电阻r11的一端连接；电阻r11的另一端与电阻r12的另一端、辅助供电vcc连接；二极管d2的阳极与pnp三极管q3的基极连接；pnp三极管q3的集电极与输出gnd连接；pnp三极管q3的发射极与电阻r13的一端连接；电阻r13的另一端与控制芯片ic的inv引脚连接。
交流输入电压经整流网络101后得到一个半正弦电压信号，该半正弦信号经输入电压比较网络107中电阻r8、电容c4、电阻r9、电容c5、电阻r10组成的滤波网络后，得到一个与交流输入电压呈正比的直流电压vb1。
当输入电压vin＜vth1时，此时输入电压值较低，直流电压vb1也较低，若vb1无法使npn三极管q1的发射结正偏(通常npn三极管发射结的正偏电压约为0.6v～0.7v)，则npn三极管q1处于截止状态，流过npn三极管q1集电极电流为零，npn三极管q1的集电极电压与辅助供电电源电压vcc相等(vcc电压通常约为12v～15v，大于控制芯片inv脚的内部基准打压vref),则pnp三极管q2的发射极电流为零，二极管d2处于截止状态，流过pnp三极管q3的发射极电流为零。此时通过控制芯片inv的内部基准电压vref与输出电压采样网络的采样电压进行误差放大，从而使输出电压值稳定在vo1,通过控制芯片内部乘法器的半正弦输出信号与电流采样网络104中电阻r2的电压进行信号比较，使得输入电流与输入电压基本同相位从而保证较高的功率因数值。当交流输入电压较低时，输出电压vo1满足
当交流输入电压由低压逐步升高时，与输入电压成正比的直流电压vb1也逐步升高。当输入电压vin＞vth2时，vb1的电压能够使npn三极管q1发射结正偏，npn三极管q1导通，npn三极管q1的集电极电压降低，pnp三极管q2导通，流过pnp三极管的集电极电流为npn三极管q1的导通提供正反馈电流，促使npn三极管q1饱和导通，vb1电压被npn三极管q1的发射结电压钳位，npn三极管q1的集电极电压降低至约为零，pnp三极管q3导通，流经pnp三极管q3的电流为
vbe3为pnp三极管q3的发射结压降，vd2为二极管d2的导通压降，vth1和vth2为输入电压比较网络107中设置好的阈值电压值。
此时通过控制芯片inv脚的内部基准电压与输出采样网络106进行误差放大，调节占空比使输出电压稳定，输出电压vo2满足
当交流输入电压由高压逐步降低时，若vin＜vth1时，vb1电压无法维持npn三极管q1发射结正偏，则npn三极管q1、pnp三极管q2、pnp三极管q3均截止，流经pnp三极管q3的发射极电流为零，则输出电压为vo1。由于pnp三极管q2导通时其集电极电流为正反馈补偿电流，对npn三极管q1的导通有促进作用，因此npn三极管q1截止时的对应的输入电压门限vth1＜vth2。
vth2与vth1的电压差值称作滞回电压，滞回电压的存在有利提升系统的抗干扰性能力。
以输入电压85vac～264vac，输出功率120w为例，将现有技术与本发明进行对比。
从以上表格中可看出，本发明较现有技术在宽范围电压输入时，较低电压输入效率有明显提升，约提升1.58％～1.86％。
实施例二
图4为本发明的实施例二，与实施例一的主要不同之处在于输入电压比较网络107中三极管由mos管取代，有利于降低温度对电流iq3的影响，提高输出电压的稳定性。
输入电压比较网络107中电阻r8的一端与整流网络101的输出正连接；电阻r8的另一端与电阻r9的一端、电容c4的一端连接；电阻r9的另一端与电容c5的一端、电阻r10的一端、电阻r11的一端、n-mos管q1的栅极连接；电容c4的另一端与电容c5的另一端、电阻r10的另一端、n-mos管q1的源极、输出gnd连接；n-mos管q1的漏极与p-mos管q2的栅极、p-mos管q3的栅极、电阻r12的一端连接；p-mos管q2的漏极与电阻r11的另一端连接；p-mos管q2的源极与电阻r12的另一端、辅助供电vcc连接；p-mos管q3的漏极与电阻r13的一端连接；电阻r13的另一端与输出gnd连接；p-mos管q3的源极与控制芯片ic的inv引脚连接。
当交流输入电压较低时，n-mos管q1的栅源极电压vgs＜vgs(th)(vgs(th)为n-mos管q1的开启门限电压)，n-mos管q1处于关断截止状态。此时输出电压vo1满足
当输入电压逐步升高时，n-mos管q1的栅源极电压逐步升高。输入电压vin＞vth2时vgs＞vgs(th)，则n-mos管q1开通，n-mos管q1的漏极电压降低，p-mos管q2导通，流经p-mos管q2的电流进一步提升n-mos管q1的栅源极电压，为n-mos管的导通提供正反馈作用，使n-mos管q1的漏极电压最终降低为零。p-mos管q3导通，其漏源极电压约降为零，此时流经p-mos管q3的电流满足
此时通过控制芯片inv脚的内部基准电压与输出采样网络106进行误差放大，调节占空比使输出电压稳定，输出电压vo2满足
当输入电压逐步降低时，输入电压vin＜vth1时vgs＜vgs(th)，n-mos管q1工作在截止状态，则n-mos管q1的漏极电压升高，p-mos管q1、p-mos管q2均截止，流过p-mos管q3的电流为零，此时输出电压为vo1。由于p-mos管q2导通时流过p-mos管q2的电流为正反馈电流，对n-mos管的导通有促进作用，因此n-mos管截止时对应的输入电压门限vth1＜vth2。
以上公开的仅为本发明的优选实施例，但是本发明并非局限于此，如应用在连续模式下的有源pfc电路中。任何本领域的技术人员在未脱离本发明的核心思想的前提下对本发明进行的若干修饰均应该落在本发明权利要求的保护范围之类。