电源控制用半导体装置及电源装置和X电容器的放电方法与流程

本发明涉及一种电源控制用半导体装置，特别涉及有效地用于一次侧控制用半导体装置的技术，该一次侧控制用半导体装置构成具备电压转换用变压器的绝缘型直流电源装置。

背景技术：

在直流电源装置中有由将交流电源进行整流的二极管桥电路、将通过该电流进行整流后的直流电压进行降压并转换为希望电位的直流电压的dc-dc转换器等构成的绝缘型ac-dc转换器。

在绝缘型ac-dc转换器中，一般为了衰减常模噪音而将x电容器连接在ac端子间，并且为了在从插座拔出插头时迅速地将残留在x电容器中的电荷进行放电，与x电容器并联连接有放电用的电阻。

但是，将放电用的电阻与x电容器并联连接的结构的ac-dc转换器，在ac(交流)电源连接过程中始终消耗电力，所以成为使无负荷时或待机时的待机功率增加的原因。

因此，提出一种发明(例如参照专利文献1～3)，为了降低待机时的消耗功率，设置了在拔出插头时能够将x电容器的残留电荷迅速地进行放电的x电容器放电电路。

在打印机这样的个人计算机外围设备和家用电气产品中有以下的使用方法，即只在使用的情况下接通电源开关，使用后维持电线与插座连接的状态而切断电源开关。作为内置在上述电子设备中的电源装置的ac-dc转换器，只要电线与插座连接，动作就不会停止，因此会有待机时的消耗功率大的问题。另外，已知ac-dc转换器的待机时消耗功率中一次侧控制ic的消耗电流所占的比例极高。

x电容器放电电路，在从电源插头提供ac(交流)输入电压时，无论设备是什么状态(例如超低功耗的关闭模式)，都需要始终监视ac输入状态。因此，为了实现设备的低功耗化，需要将x电容器放电电路部(ac输入状态检测)低功耗化。如果在电源的无负荷或者接近无负荷的轻负荷状态下拔出ac插头，则与电源的输入电路连接的电容器中残留电荷，因此在ac插头的两端子间会暂时残留电压。为了防止该插头残留电压造成的触电，根据电气用品安全法和iec60950等安全标准规定了拔出ac插头后经过一定时间后的残留电压。

上述专利文献1和2中记载的发明，作为检测插头的拔出的电路，具备保持ac输入电压的峰值电压的峰值保持电路和电压比较电路以及定时器电路，当ac输入电压小于预定电压的时间持续了预定时间时，判断为拔出插头，并且接通放电单元(开关)来使x电容器的残留电荷进行放电。

具有上述检测电路的ac-dc转换器通过相对于峰值的比率来判断ac输入电压下降，因此，即使ac输入电压的大小变化也能够检测插头的拔出。即，虽然有能够提供对应世界各地的电源控制用半导体装置的优点，但是电路的数量多，因此消耗功率大，并且使用峰值保持电路的容量和二极管等专有面积大的元件，因此会有芯片尺寸增大的问题。

另外，在现有的ac-dc转换器的一次侧控制ic中，为了谋求低功耗化而设置待机模式(例如参照专利文献3)。但是，在专利文献3记载的发明中，在待机模式时，使内部电源电路、用于启动ic的电路、用于控制启动的电路、x电容器的放电电路、基准电压电路、偏置电路进行动作，所以会有待机时的低功耗化不充分的问题。虽说如此，为了低功耗化，如果通过待机模式停止到x电容器的放电电路的动作为止，则会有待机模式中不能够检测出插头的拔出来进行x电容器的放电的问题。

专利文献1：日本专利第5664654号公报

专利文献2：日本特开2016-158310号公报

专利文献3：日本特开2016-158399号公报

技术实现要素：

本发明是着眼于以上课题而做出的，目的为在构成绝缘型直流电源装置的控制用半导体装置中，缩小对x电容器进行放电的电路的电路规模来降低消耗功率以及缩小芯片尺寸。

本发明的其他目的为提供一种电源控制用半导体装置，其降低待机时的消耗功率，并且在待机时也能够在拔出插头时检测该情况并迅速地将x电容器的残留电荷进行放电。

为了达到上述目的，本发明为一种电源控制用半导体装置，通过输入与流过电压转换用的变压器的一次侧绕组的电流成正比的电压和来自上述变压器的二次侧的输出电压检测信号，生成并输出对开关元件进行接通、断开控制的驱动脉冲，该开关元件用于使电流间歇地流过上述变压器的一次侧绕组，该电源控制用半导体装置构成为，具备：

高压输入启动端子，其输入交流(ac)输入的交流电压或通过二极管桥进行整流后的电压；

多个电压比较电路，其输入将输入给上述高压输入启动端子的电压进行分压而得的电压，并将该输入电压与相互的不同的多个参考电压的某一个进行比较；

定时器电路，其在上述多个电压比较电路的输出上升和/或下降的定时开始预定时间的计时；以及

放电单元，其设置在上述高压输入启动端子与接地点之间，

当上述定时器电路计时了上述预定时间时，上述放电单元被导通。

根据上述结构，在从插座拔出插头来切断ac输入时，导通放电单元来使x电容器的残留电荷在ic内部迅速放电，并且不需要将放电用电阻与x电容器并联连接，所以能够降低待机时的消耗功率。另外，由于是不使用保持峰值的峰值保持电路而通过电压比较电路来判定ac输入状态的结构，所以能够谋求缩小检测将x电容器进行放电的定时并进行控制的电路的电路规模并降低消耗功率以及缩小芯片大小。进一步，监视高压输入启动端子的电压的电路具备多个电压比较电路，因此能够实现对应世界各地的电源控制用半导体装置。

这里，该电源控制用半导体装置优选具备：

高压开关元件，其与上述高压输入启动端子连接；

第一电源端子，其输入在上述变压器的辅助绕组中感生的电压；

第二电源端子，其连接能够接收来自外部的指令信号的接收元件；

指令输入端子，其与电流-电压转换单元连接，该电流-电压转换单元与上述接收元件串联连接，将流过该接收元件的电流转换为电压；

第一电源线以及设置在该第一电源线上的第一开关单元，该第一电源线经由上述高压开关元件连接在上述高压输入启动端子与上述第一电源端子之间；

第二电源线以及设置在该第二电源线上的第二开关单元，该第二电源线经由上述高压开关元件连接在上述高压输入启动端子与上述第二电源端子之间；

齐纳二极管；其连接在上述第二电源线与接地点之间；

偏置电路，其与上述第二电源线连接；以及

检测电路，其与上述偏置电路连接，比较上述指令输入端子的电压与预定的电压值来检测有无输入，

在预定条件下，当上述检测电路检测出上述指令输入端子的电压低于预定的电压值时，接通上述第一开关单元，断开上述第二开关单元，

当上述检测电路检测出上述指令输入端子的电压超过预定的电压值时，断开上述第一开关单元，接通上述第二开关单元。

根据上述结构，在通过来自外部的指令信号，检测电路检测出指令输入端子的电压超过预定的电压值时，切断第一开关单元，接通第二开关单元，因此使内部电源电路停止，并且经由上述高压开关元件和第二开关单元将电流提供给齐纳二极管，作为电源单元发挥功能，由此与第二电源线连接的偏置电路和检测电路能够进行动作，因此能够转移到只有必要最小限度的电路进行动作的关闭模式，能够大幅降低待机时的消耗功率。

另外，该电源控制用半导体装置优选具备：

内部电源电路，其与上述第一电源线连接；

第三开关单元，其设置在上述齐纳二极管与上述第二电源端子间(第二电源线上)；以及

第四开关单元，其将通过上述内部电源电路生成的内部电压通过第三电源线提供给上述第二电源线，

当上述检测电路检测出上述指令输入端子的电压低于预定的电压值时，断开上述第三开关单元，接通上述第四开关单元，当检测出上述指令输入端子的电压超过预定的电压值时，接通第上述三开关单元，断开第四开关单元。

根据上述结构，在关闭模式时通过由齐纳二极管生成的电源电压使偏置电路和检测电路进行动作，因此能够使所有在通常动作模式时使成为必要的ic所有的电路块进行动作的基准电压电路、内部电源电路、偏置电路等停止，能够大幅降低关闭模式时的消耗功率。

进一步，优选构成为，当上述检测电路检测出上述指令输入端子的电压超过预定的电压值时，根据上述检测电路的输出信号来停止上述内部电源电路的动作。

通过这样的结构，当内部电源电路与施加来自变压器的辅助绕组所连接的辅助电源电路的电压的第一电源端子(vdd1)连接时，能够在转移到关闭模式时使内部电源电路的动作更快地停止。

另外，上述第四开关单元优选由场效应晶体管形成，与该第四开关单元对应地，当上述齐纳二极管的齐纳电压比上述内部电压高时，在上述第三电源线中设置用于防止电流从第二电源端子向内部电源电路逆流的背栅控制电路。

这样，能够防止通过作为第四开关单元的场效应晶体管的寄生二极管来流过逆向的电流，从而能够减少无效的消耗功率。

根据本发明，在具备电压转换用晶体管接通、切断流过一次侧绕组的电流并构成控制输出的绝缘型直流电源装置的控制用半导体装置(一次侧控制ic)中，能够谋求缩小将x电容器进行放电的电路的电路规模并降低消耗功率以及缩小开关大小。另外，根据本发明，具有能够提供一种具备了以下电路结构的电源控制用半导体装置的效果，该电路结构能够降低关闭模式时的消耗功率，并且即使在关闭模式时那样的超低消耗功率电路状态下，也能够可靠地将x电容器的残留电荷迅速地放电。

附图说明

图1是表示作为本发明的绝缘型直流电源装置的ac-dc转换器的一个实施方式的电路结构图。

图2是表示图1的ac-dc转换器中的晶体管的一次侧开关电源控制电路(电源控制用ic)的结构例的框图。

图3是表示实施方式的电源控制用ic中的各部电压变化的情况的波形图。

图4是表示实施方式的电源控制用ic中的开关频率与反馈电压vfb之间的关系的特性图。

图5是表示实施方式的电源控制用ic中的放电电路的一个实施例及其变形例的电路结构图。

图6是表示将实施方式的电源控制用ic用于av100v系统的电源装置时的图5的放电电路进行的放电时的动作定时的时间图。

图7是表示将实施方式的电源控制用ic用于av230v系统的电源装置时的图5的放电电路进行的放电时的动作定时的时间图。

图8是表示一个实施例的放电电路进行的放电时的动作定时的时间图。

图9是表示在一个实施例的放电电路中在输入的上升沿和下降沿的双方定时进行重置的结构的动作定时的时间图。

图10是表示放电控制电路的第二实施例的电路结构图。

图11是表示放电控制电路的第三实施例的电路结构图。

图12是表示使用了图10的放电控制电路时的第二实施方式的电源控制用ic的主要部分的结构例的电路结构图。

附图标记的说明

11：线滤波器、12：二极管桥电路(整流电路)、13：电源控制电路(电源控制用ic)、14：二次侧检测电路(检测用ic)、15a：光电耦合器的发光侧二极管、15b：光电耦合器的受光侧晶体管、15c：指令信号接收用光电晶体管、31：振荡电路、32：时钟生成电路、34：驱动器(驱动电路)、36a：过电流检测用比较器(过电流检测电路)、36b：电压/电流控制用比较器(电压/电流控制电路)、37：波形生成电路、38：频率控制电路、39：占空比限制电路、40：放电电路、41：输入分压电路、42：放电控制电路、43：电阻分压电路、44：放电单元、50：启动电路、60：关闭模式控制电路、71：内部电源电路、cmp1、cmp2：比较器(电压比较电路)、tmr：定时器电路、hv：高压输入启动端子、sd：放电用开关(放电单元)、s0：高压开关元件。

具体实施方式

以下，根据附图来说明本发明的优选实施方式。

图1是表示作为应用了本发明的绝缘型直流电源装置的ac-dc转换器的一个实施方式的电路结构图。

该实施方式的ac-dc转换器具有为了衰减常模噪音而连接在ac端子间的x电容器cx、由共模线圈等组成的噪音切断用的滤波器11、将交流电压(ac)进行整流并转换为直流电压的二极管桥电路12、将整流后的电压进行滤波的滤波用电容器c1、具有一次侧绕组np和二次侧绕组ns以及辅助绕组nb的电压转换用变压器t1、与该变压器t1的一次侧绕组np串联连接的由n沟道mosfet组成的开关晶体管sw、驱动该开关晶体管sw的电源控制电路13。在该实施方式中，电源控制电路13在单晶硅那样的1个半导体芯片上形成为半导体集成电路(以下称为电源控制用ic)。

在上述变压器t1的二次侧设置与二次侧绕组ns串联连接的整流用二极管d2、在该二极管d2的阴极端子与二次侧绕组nx的另一端子之间连接的滤波用电容器c2，通过使电流间歇地流过一次侧绕组np而将在二次侧绕组ns感生的交流电压进行整流滤波，从而输出与一次侧绕组np和二次侧绕组ns之间的匝数比对应的直流电压vout。

进一步，在变压器t1的二次侧设置构成用于切断通过一次侧的开关动作产生的开关纹波噪音等的滤波器的线圈l3以及电容器c3，并且设置用于检测输出电压vout的检测电路14、与该检测电路14连接的作为将与检测电压对应的信号传输给电源控制用ic13的光电耦合器的发光侧元件的光电二极管15a。并且，在一次侧设置在上述电源控制用ic13的反馈端子fb与接地点之间连接，且作为接收来自上述检测电路14的信号的受光侧元件的光电晶体管15b。

另外，在该实施方式的ac-dc转换器的一次侧，设置由与上述辅助绕组nb串联连接的整流用二极管d0、在该二极管d0的阴极端子与接地点gnd之间连接的滤波用电容器c0组成的整流滤波电路，通过该整流滤波电路进行了整流、滤波后的电压被施加给上述电源控制用ic13的电源端子vdd。

另一方面，在电源控制用ic13中设置经由二极管d11、d12以及电阻r1施加通过二极管桥电路12进行整流之前的电压的高压输入启动端子hv，接通电源时(插头刚被插入插座之后)，通过来自该高压输入启动端子hv的电压能够在电源启动时的辅助绕组nb中感生电压之前使电源控制ic13动作。

进一步，在本实施方式中，在开关晶体管sw的源极端子与接地点gnd之间连接有电流检测用的电阻rs，并且在开关晶体管sw与电流检测用电阻rs之间的连接节点n1和电源控制用ic13的电流检测端子cs之间连接有电阻r2。进一步，在电源控制用ic13的电流检测端子cs与接地点之间连接电容器c4，通过电阻r2和电容器c4构成低通滤波器。

接着，使用图2说明上述电源控制用ic13的具体结构例。

如图2所示，本实施方式的电源控制用ic13具备：振荡电路(vco)31，其以与反馈端子fb的电压vfb对应的频率进行振荡；时钟生成电路32，其由单触发脉冲生成电路这样的电路组成，该单触发脉冲生成电路根据该振荡电路31所生成的振荡信号φc生成赋予接通一次侧开关晶体管sw的定时的时钟信号ck；rs触发器33，其通过时钟信号ck被置位；以及驱动器(驱动电路)34，其根据该触发器33的输出来生成开关晶体管sw的驱动脉冲gate(栅极)。

另外，电源控制用ic13具备：放大器35，其将输入到电流检测端子cs的电压vcs进行放大；比较器36a，其作为电压比较电路，比较通过该放大器35放大后的电位vcs’与用于监视过电流状态的比较电压(阈值电压)vocp；波形生成电路37，其根据反馈端子fb的电压vfb生成图3的(a)所示的预定波形的电压ramp；比较器36b，其比较通过上述放大器35放大后的图3的(b)所示的波形的电位vcs’与通过波形生成电路37生成的波形ramp；以及或门g1，其取比较器36a和36b的输出的逻辑和。在本实施方式的电源控制用ic13中，以从fb电压vfb起以某个固定的斜率使电压下降的方式生成图3的(a)的电压ramp。

上述或门g1的输出rs(参照图3的(c))经由或门g2被输入给上述触发器33的复位端子，由此赋予使开关晶体管sw断开的定时。另外，在反馈端子fb与内部电源电压端子之间设置上拉电阻或恒流源，流过光电晶体管15b的电流通过该电阻被转换为电压。另外，设置波形生成电路37是用于应对次谐波振荡，可以构成为将电压vfb直接或进行电平转换后输入给比较器36b。进一步，也可以设置生成使触发器33复位的信号的软启动电路，使得在反馈端子fb和电流检测端子cs上没有产生有意义的电压vfg、vcs的电源接通时，慢慢地增加一次侧电流以使过大的电流不流过一次侧绕组。

另外，本实施方式的电源控制用ic13具备：频率控制电路38，其根据反馈端子fb的电压vfb使上述振荡电路31的振荡频率即开关频率按照图4所示的特性发生变化。图4中的频率f1例如被设定为22khz那样的值，另外，f2被设定为例如66khz～100khz那样的范围的任意值。频率控制电路38能够通过电压跟随器那样的缓冲器和箝位电路构成，该箝位电路在反馈端子fb的电压vfb例如为1.8v以下时箝位为0.7v，或者例如为2.1v以上时箝位为2.1v。虽然未图示，但是振荡电路31具备流过与来自频率控制电路38的电压对应的电流的电流源，通过振荡频率根据该电流源流过的电流的大小而变化的振荡器来构成。

另外，在本实施方式的电源控制用ic13中设置占空比限制电路39，其根据从上述时钟生成电路32输出的时钟信号ck，生成以使驱动脉冲gate(栅极)的占空比(ton/tcycle)不超过预先规定的最大值(例如85％～90％)的方式施加限制的最大占空比复位信号。并且，从占空比限制电路39输出的最大占空比复位信号经由或门g2被提供给上述触发器33，当脉冲达到最大占空比时，在该时间点进行复位，由此使开关晶体管sw立刻断开。

进一步，在本实施方式的电源控制用ic13中设置：开关s0，其由设置在高压输入启动端子hv与电源端子vdd之间的电源线vdl1上的高耐压的mos晶体管(场效应晶体管)组成；启动电路(开始电路)50，其与高压输入启动端子hv连接，在电压被输入到该端子时接通上述开关s0来启动ic；以及放电电路40，其监视高压输入启动端子hv的电压来检测ac电源的插头是否从插座中拔出，当判断为拔出时，使x电容器cx放电。例如通过在某固定时间(例如30m秒)内检测出ac输入电压没有小于预定值(例如峰值的75％)，能够判断是否拔出插头。

开关s0在交流电压输入高压输入启动端子hv之后立即被接通，从所述高压输入启动端子hv向与电源端子vdd连接的电容器c0流过电流，由此确保上述电源端子vdd的电压，在上述电源端子vdd为预定值(例如21v)以上的电压时，开关s0被切断。另外，内部电源电路(调节器)71与电源线l1连接，如果开关s0被接通，则上述电源端子vdd的电压逐步上升，所以内部电源电路71开始动作并将内部电源电压提供给内部电路。另外，当上述电源端子vdd为预定值(例如21v)以上时，内部电路开始动作并生成驱动脉冲gate(栅极)，因此之后从辅助绕组nb向电源端子vdd提供电压。

图5的(a)表示图2的实施方式的电源控制用ic中的放电电路40的结构例。

如图5的(a)所示，放电电路40具备：输入分压电路41，其由在高压输入启动端子hv与接地点之间串联连接的电阻r3、r4组成；放电单元44，其由在上述高压开关元件s0与接地点之间串联连接的电阻rd以及开关sd组成；以及放电控制电路42，其接通、切断开关sd。上述电阻r3、r4设定为使高压输入启动端子hv的电压落入构成放电电路40的元件的耐压以下的电压(例如6v)那样的电阻值的比(例如140：1)。

放电控制电路42由以下部分构成：比较器(电压比较电路)cmp1、cmp2，其将通过上述输入分压电路41进行分压后的电压即电阻r3、r4的连接节点n2的电位vn2与预先设定的预定参考电压vref1、vref2(vref1<vref2)进行比较来进行判定；或门g3，其取比较器cmp1和cmp2的输出的逻辑和；振荡电路osc以及通过来自该振荡电路osc的时钟信号进行计时动作的定时器电路tmr；以及逻辑电路lgc，其生成通过或门g3的输出而进行置位的触发器ff1以及定时器电路tmr的复位信号。

比较器cmp1将参考电压vref1施加给同相输入端子(+)，如果节点n2的电位vn2变得比vref1低，则输出从低电平变化为高电平。电压比较电路cmp2将参考电压vref2施加给反相输入端子(-)，如果节点n2的电位vn2变得比vref2高，则输出从低电平变化为高电平。

为了计时上述节点n2的电位vn2不能够横穿vref1、vref2的时间，即ac输入电压不被输入到高压输入启动端子hv的时间而设置定时器电路tmr，如果判定为计时时间例如超过了30m秒，则输出接通开关s0以及放电用开关sd的信号。另外，定时器电路tmr构成为，在每次节点n2的电位vn2横穿vref1、vref2的电平时被复位，开始30m秒的计时。

接着，说明上述参考电压vref1、vref2(vref1<vref2)的决定方法和放电电路40的动作。

世界各国的商用电源(ac)的电压电平(有效值)大概可以通过100v、110v、115v、120v、127v、220v、230v、240v来进行穷举。在本实施方式中，在决定参考电压vref1、vref2时，假设ac输入中例如有±15％的偏差。

关于较低一方的参考电压vref1，如果假设各种商用电源中最低的100v例如-15％的下降，则其峰值为100×0.85×1.41＝119.85v。这里，电阻r3、r4的比为140：1，所以ic内部的峰值即连接节点n2的电位vn2的峰值为0.85v。因此，如果参考电压vref1设为比峰值0.85v低的0.8v，则能够检测出ac电源的插头是否从插座中被拔出。

另一方面，关于较高一方的参考电压vref2，如果假设各种商用电源中230v的+15％的上涨，则其峰值为230×1.15×1.41＝372.95v。这里，电阻r3、r4的比为140：1，所以此时ic的内部节点n2的电位vn2的峰值为2.645v。

因此，在本实施方式中，参考电压vref2设为例如相当于峰值的约75％的2v。参考电压vref2能够选择峰值的30～85％这样的范围的任意一个值，但是会有根据电源装置的结构和所使用的元件的特性，高压输入启动端子hv的电压vhv不会充分下降的情况，所以将参考电压vref2设为vn2的峰值的约75％，由此无论输入什么样的ac电压，都能够可靠地进行检测。另外，如果vref2为峰值的约85％，则可能会检测出上述-15％的下降的情况，所以比较希望是75％附近。但是，不限于此。

另外，最好是x电容器的放电电路部的消耗电流尽可能小，所以如果不是对应世界各地而只限定一个国家(例如面向日本标准)，则如图5的(b)所示，可以将放电电路40构成为只设置了一个基准电压和比较器的电路。因此，如果是针对一国的电源控制用ic，则进一步的低功耗化成为可能。

图6以及图7表示图5的(a)所示的放电电路40进行的动作定时。其中，图6是用于ac100v系统的电源装置时的情况，图7是用于ac230v系统的电源装置时的情况。另外，图6以及图7中，(a)表示高压输入启动端子hv的电压vhv的波形，另外(b)表示通过r3、r4将其进行分压后的节点n2的电位vn2的波形，点划线表示vref1的值，虚线表示vref2的值。另外(c)表示比较器cmp2的输出波形，(d)表示比较器cmp1的输出波形，(e)表示或(or)门g3的输出波形，(f)表示定时器电路tmr的复位定时，(g)表示定时器电路tmr的输出波形即放电用开关sd的控制电压信号。另外，t3表示从插座拔出了插头的定时。

如图6以及图7所示，在正常的期间t1中，在与高压输入启动端子hv的电压波形的周期对应的周期，从比较器cmp1、cmp2输出脉冲。当在定时t3插头脱离时，不能从比较器cmp1、cmp2输出脉冲。然后，在从最后的脉冲上升时间点t1、t2经过了30m秒后的时间点t4、t5，定时器电路tmr的输出xc变化为高电平，放电用开关sd被接通，进行x电容器的放电，高压输入启动端子hv的电压vhv迅速减少。

如上所述，在设置了图5的(a)所示的放电电路40的电源控制用ic中，在ac输入被切断时能够使x电容器的残留电荷迅速地放电，并且在通常动作状态下通过启动电路50来切断电源供给用开关s0，因此能够消除放电用电阻rd造成的电力损失。另外，能够通过电压比较电路检测插头的拔出，因此与使用峰值保持电路的现有技术相比能够减低消耗功率，并且由于设置2个电压比较电路，因此能够实现能够与世界各国的商用电源(ac)对应的世界各地标准的电源控制用ic。

如上所述，在图5的(a)所示的放电电路40中，定时器电路tmr在或门g3输出的上升定时被复位。此时，实质的定时器电路tmr的计时时间有时根据ac输入波形中的插头拔出的定时而变化(比30m秒提前或延迟)。这是因为定时器电路tmr的计时在vn2上升时从横穿基准电压的点开始。具体地说，如图8、9所示，如果在符号a、b、c所示的任意一个定时发生插头拔出，则定时器电路tmr被复位的定时分别不同，如b那样在vn2上升时刚横穿了基准电压后的定时发生插头拔出时，得到离30m秒最近的计时时间，如果在a或c所示的定时发生插头拔出，则计时时间变短。

为了减少这种故障，作为定时器电路tmr使用在输入的上升沿和下降沿双方的定时被复位的结构的电路即可。图9表示此时放电电路40的动作的定时。通过图9了解到，即使在a或c所示的定时发生了插头拔出，计时时间也变得仅比30m秒短一点点，不会变得极短。

于是，本发明人对世界各国的商用电源(ac)进行了调查，发现有采用127v作为电压电平(有效值)的国家。在该电源的情况下，峰值电压为约179v，15％的上涨时的有效电压为约146v。此时，ic内部的节点n2的电位vn2的峰值为约1.46v，例如0.8v的参考电压vref1为1.46v的约55％，因此也有根据电源装置的设计(结构)和所使用的元件，vn2的下限电平达到该峰值的60％以上的情况，所以可能会发生误检测。因此，为了提供即使在这种国家也能够使用的电源控制用ic，希望比较器(电压比较电路)的数量变多。

图10表示放电电路40的第二实施例。

图10所示的放电电路40设置3个将分别不同的参考电压vref1～vref3设为比较电压的比较器(电压比较电路)，并且设置取这些比较器cmp1～cmp3的输出的逻辑和来生成定时器电路tmr的复位信号的或门g3、g4。在该实施例中，例如选择0.8v作为施加给比较器cmp1的反相输入端子的参考电压vref1，例如选择1.2v作为施加给比较器cmp2的反相输入端子的参考电压vref2，例如选择1.8v作为施加给比较器cmp3的同相输入端子的参考电压vref3。

图11表示放电电路40的第三实施例。

图11所示的放电电路40设置4个将分别不同的参考电压vref1～vref4设为比较电压的比较器(电压比较电路)，并且设置取比较器cmp1和cmp2的输出的逻辑和的或门g3、取比较器cmp3和cmp4的输出的逻辑和的或门g4、取或门g3、g4的输出的逻辑积的与(and)门g5、将与门g5的输出进行反转的反相器inv、将与门g5和反相器inv的输出进行锁存的触发器ff1、ff2以及生成定时器电路tmr的复位信号的逻辑电路lgc。

在该实施例中，例如选择0.8v作为施加给比较器cmp1的反相输入端子的参考电压vref1，例如选择1.2v作为施加给比较器cmp2的同相输入端子的参考电压vref2，例如选择1.6v作为施加给比较器cmp3的反相输入端子的参考电压vref3，例如选择2.0v作为施加给比较器cmp4的同相输入端子的参考电压vref4。

在采用240v作为商用电源(ac)的国家中，ac输入的+15％的上涨为276v，峰值电压为389v，节点n2的电位vn2的峰值为2.76v。因此例如在图10的例子中，如果参考电压vref3为1.8v，vref2为1.2v，则相对于2.76vvref3相当于65％，vref2相当于43.5％。

因此，在图10所示的使用了3个比较器的放电电路40中，根据电源装置的设计(结构)或使用的元件，例如当vn2的下限电平只有其峰值的50％左右(vref3与vref2之间的电位)时，会发生误检测。对此，能够通过使用如图11所示那样使用了4个比较器的放电电路40而更可靠地防止误检测。

图12表示使用了图10的放电电路40的电源控制用ic的第二实施方式。该实施方式为了谋求ic的低功耗化而设置关闭模式控制电路60，并且构成为在关闭模式控制电路60进行动作时放电电路40也能够动作。图12中简化地表示放电控制电路42。电源端子vdd1相当于图2中的电源端子vdd。另外，设置连接光电晶体管15c的电源端子vdd2。

如图12所示，放电电路40具备：放电单元44，其由电阻rd以及放电开关sd组成，该电阻rd以及放电开关sd在高压输入启动端子hv与接地点gnd之间，与高压开关元件s0以及开关s1连接成串联形态；放电控制电路42，其具有上述结构，检测输入给高压输入启动端子hv的ac输入的电位并接通/切断控制上述放电开关sd；以及电阻分压电路43，其生成放电控制电路42所使用的参考电压vref1～vref3。电阻分压电路43也生成关闭模式控制电路60所使用的基准电压vref0。

关闭模式控制电路60具备：关闭检测比较器61，其将由电阻分压电路43生成的基准电压与端子off(关闭)的电压进行比较，检测是否从微型计算机等将关闭电源的指令信号输入到光电晶体管15c中；以及偏置电路62，其生成使该比较器61动作的电流ibias1。该偏置电路62也生成放电控制电路42内的比较器的动作电流ibias2。

具体地说，偏置电路62具备生成不具备温度特性的恒定电压的恒压电路、流过与来自该恒压电路的恒定电压成正比的电流的恒流源(恒流用晶体管)，将偏置电路62的恒流用晶体管和放电电路40内的比较器以及关闭检测比较器61的电流用晶体管进行电流镜连接，由此构成为使动作电流流过各个比较器。

另外，如图12所示，在高压输入启动端子hv与电源端子vdd1之间连接电源线vdl1，在该电源线vdl1上设置由通过启动电路50进行控制的高耐压的mos晶体管(场效应晶体管)组成的开关s0，该开关s0在交流电压被输入到高压输入启动端子hv之后立即被接通，如果电源端子vdd1达到预定值(例如21v)以上的电压则被切断。另外，内部电源电路(调节器)71与电源线l1连接，如果开关s0被接通，则内部电源电路71开始动作并将内部电源电压reg提供给内部电路。于是，内部电路进行动作并生成驱动脉冲gate，之后，来自辅助绕组的电压被提供给电源端子vdd1，开关s0维持被切断，内部电路通过来自电源端子vdd1的电压而动作。

在作为开关s0的控制端子的栅极端子上，连接有由在开关s0的源极端子与接地点之间串联连接的电阻r7、r8以及增强型的mos晶体管q1和与该q1并联设置的箝位用的齐纳二极管d3组成的开关控制电路51，构成为通过接通q1，能够将相对于源极电压充分(高压开关s0的阈值电压以上)的负电压施加给耗尽型mos晶体管即开关s0的栅极端子，使沟道为非导通状态(没有流过漏极电流的状态)。然后，如果q1被切断，则s0通过电源端子vdd1的电压电平而成为接通状态。

在上述mos晶体管q1的栅极端子上施加来自启动控制电路52的信号，在接通放电用的开关sd时切断q1，并接通作为电源供给用开关s0的mos晶体管。启动控制电路52内置电压比较器，以当电源端子vdd1的电压例如为6.5v以下时接通开关s0，当电源端子vdd1的电压例如为21v以上时切断开关s0的方式进行动作。在本说明书中，将开关控制电路51和启动控制电路52合并后得到的电路相当于启动电路50。

另外，如图12所示，在高压输入启动端子hv与电源端子vdd1之间的电源线vdl1上，与上述开关s0串联地设置开关s1，并且在连接s0与s1之间的连接节点与电源端子vdd2之间的电源线vdl2上串联设置作为开关元件的mos晶体管s2、s3。并且，放电控制电路42以及电阻分压电路43和关闭检测比较器61的电源端子与电源线vdl2连接。另外，在电源线vdl2上的mos晶体管s2和s3之间，连接了限制从高压输入启动端子hv流入的电流的电阻元件rt，并且在电源线vdl2与接地点之间连接了具有将电源端子vdd2的电压进行箝位的功能的齐纳二极管zd。

进一步，提供来自内部电源电路71的内部电源电压reg的电源线vdl3与电源线vdl2连接，在该电源线vdl3上设置mos晶体管s4作为开关元件。并且，通过取上述关闭检测比较器61的输出与从启动控制电路52输出的信号st之间的逻辑积的与门g6的输出信号来接通/切断控制该mos晶体管s4与电源线vdl1上的开关s0，并且通过由反相器inv2将与门g6的输出进行反相后的信号来接通/切断控制电源线vdl2上的mos晶体管s2和s3。

从启动控制电路52输出的信号st是在电源端子vdd1的电压例如达到21v时被设为高电平，由此使ic内部的所有电路成为动作状态的信号。通过取该信号st与关闭检测比较器61的输出之间的逻辑积的信号(与门g6的输出)来如上述那样地接通/切断控制开关s1～s4，由此，不管作为来自外部的指令输入端子的端子off(关闭)的状态而能够在ac接通时启动ic。具体地说，在从插头脱离，没有对高压输入启动端子hv的ac输入的状态刚接通之后，由于某种理由光电晶体管15c从2次侧的微型计算机等接收电源切断信号而进行误动作的情况下，或由于噪音等的影响，即使上述指令输入端子(端子off)从低电平变化为高电平，关闭检测比较器61的输出变化为高电平，也不切断开关s1，接通s2并转到关闭模式，在进行ac接通时接通开关s1，由此能够可靠地启动ic。

进一步，在本实施方式中，防备电源端子vdd2的电位变为比内部电源电压reg更高的状态，设置背栅控制电路72，该电路用于防止与电源线vdl3上的mos晶体管s4并联地通过该晶体管s4的源极、漏极与半导体基板之间的寄生二极管而流过反向电流。

接着，说明上述关闭模式控制电路60的动作。

通常动作时，接收来自内部电源电路71的内部电源电压来进行动作的关闭检测比较器61的输出被设为低电平，电源线vdl2上的mos晶体管s2和s3成为切断状态，电源线vdl3上的mos晶体管s4成为接通状态，放电控制电路42以及电阻分压电路43和关闭检测比较器61通过来自内部电源电路71的内部电源电压reg进行动作。

另外，此时，如果电源线的前端插头从插座脱离，当对高压输入启动端子hv的ac输入消失并经过预定时间(例如30毫秒)，则能够接通放电开关sd，使x电容器cx放电。

然后，这样在拔出插头时迅速地将x电容器cx(参照图1)的残留电荷进行放电，从而不需要设置与x电容器cx并联连接的放电用的电阻，由此能够避免在放电用电阻的无负荷时和待机时的待机功率的增加。

另一方面，如果光电晶体管15c从2次侧的微型计算机等接收到电源切断信号，则关闭检测比较器61的输出变化为高电平并成为关闭模式，内部电源电路71的动作被停止，并且电源线vdl2上的mos晶体管s2和s3为接通。于是，电流从高压输入启动端子hv经由s2和s3流过齐纳二极管zd，电源线vdl2被箝位为齐纳电压，通过该电源保证进行待机时的必要最小限度动作的电路即偏置电路62和关闭检测比较器61以及x电容器的放电电路40的动作。

并且，由于内部电源电路71的动作停止，这些电路以外的电路的动作停止，实现了ic的低功耗化。具体地说，能够将在该关闭模式下的ac100v输入时的消耗功率抑制为大约3mw。

另外，通过对放电电路40提供来自偏置电路62的偏置电流ibias2以及电源端子vdd2的电源来保证放电电路40的动作，因此，即使在关闭模式中电源线的前端插头从插座脱离时，如果对高压输入启动端子hv的ac输入消失并经过30毫秒，则可以接通放电开关sd来使x电容器放电。

如果消除对光电晶体管15c的电源切断信号的提供，则关闭检测比较器61的输出变化为低电平，解除内部电源电路71的动作停止，并且电源线vdl2上的mos晶体管s2和s3被切断，电源线vdl1上的开关s1被接通(此时ic动作停止，由此vdd1变为6.5v以下，通过启动电路50来接通s0)。因此，电流从高压输入启动端子hv流入电源端子vdd1的电容器c0，电源线vdl1的电位上升，内部电源电路71开始动作，内部电路进行动作并开始开关控制。另外，如果消除电源切断信号的提供，则接通电源线vdl3上的mos晶体管s4，来自内部电源电路71的内部电源电压leg被提供给偏置电路62以及电阻分压电路43，关闭检测比较器61和放电控制电路42内的比较器通过内部电源电压进行动作。

(变形例)

在上述实施方式的电源控制用ic中，通过光电晶体管15c持续接收来自二次侧的微型计算机等的关闭模式信号，由此构成为维持关闭模式，但是在关闭检测比较器61的后级设置每次输入脉冲时输出反转的反转触发器(t-ff)，从二次侧的微型计算机等接收单触发的关闭模式信号，由此转移到关闭模式或者从关闭模式恢复到通常模式。

另外，在齐纳二极管zd的齐纳电压成为与内部电源电路71所生成的内部电源电压不同的电位时，在转移到关闭模式时，通过电阻分压电路43生成的关闭检测比较器61和放电控制电路42内的比较器的参考电压偏离通常模式时的电位，所以与构成电阻分压电路43的任意电阻并联地设置开关元件，根据模式切换该开关元件的接通、切断状态，并且通过电阻分压电路43生成的参考电压变得大致相同。

以上，根据实施方式具体地说明了本发明者做出的发明，但是，本发明不限于上述实施方式。例如，在上述实施方式(图12)中，说明了构成为通过电阻分压电路43形成参考电压vref1～vref3的情况，但是也可以构成为通过基准电压产生电路等来生成。

另外，在上述实施方式中，将使电流间歇地流过变压器的一次侧绕组的开关晶体管sw设为与电源控制用ic13不同的元件，但是也可以将该开关晶体管sw装入电源控制用ic13，构成为一个半导体集成电路。

进一步，在上述实施方式中，说明了将本发明应用于构成反激方式的ac-dc转换器的电源控制用ic的情况，但是本发明也能够应用于构成正激型的ac-dc转换器的电源控制用ic。