一种实时谐振控制式电动汽车无线充电装置的制作方法

本发明属于电子技术的技术领域。特别涉及一种实时谐振控制式电动汽车无线充电装置。

背景技术

随着传统石油能源未来可能存在的枯竭隐患和污染问题，新能源汽车有逐渐取代传统燃油、燃气汽车的趋势。在新能源汽车中，电动汽车具有对环境影响小、噪音低、轻便等优点，其前景被广泛看好。但目前充电技术的落后极大限制了电动汽车的发展及普及。目前主流的电动汽车充电方式多为有线充电桩，有线充电使用场合固定，具有很大的不便利性。为了进一步拓展使用场合，无线充电必然是电动汽车充电的发展趋势。

在无线充电技术中，磁耦合共振的方式因其传输效率高、功率大、结构方便等优点而被广泛关注。其原理是先将220v/50hz的市电整流成200v左右的稳压直流电，再由高频逆变电路逆变成50khz的高频交流电，发射线圈配合适当的电容进行选频谐振，将电能转换成磁能，再通过磁耦合共振的方式由接收线圈接收能量，最终再由接收线圈后续的整流滤波电路将线圈接收的能量转换成恒压或恒流为接收端的蓄电池进行充电。为了保证传输效率和功率，上述系统要求发射线圈所在的初级回路必须谐振，接收线圈所在的次级回路也要谐振。众所周知，当发射线圈和接收线圈进行耦合时，次级回路对初级回路会产生影响，其影响可等效成一个反射阻抗串联在初级回路中，该反射阻抗包括反射电阻和反射电抗，其中反射电抗(呈感性或容性)对初级回路的谐振程度会产生严重影响，因此在设计发射系统时必须考接收系统的参数影响。

目前的磁耦合共振无线传输系统一般都是针对固定的接收回路进行设计的，一旦接收回路的参数发生变化时，其在发射回路中等效的反射阻抗也会发生变化，原本发射回路的谐振状态便会遭到破坏，出现失谐的现象，导致发射回路的电流、功率、效率等重要参数迅速变差。而在充电过程中，由于蓄电池储存电量一直在发生变化，导致接收回路在发射回路中的等效参数必然发生变化，使得系统在整个充电过程中效率会很低。

综上，为了提高系统对负载的适应性，保证系统的充电效率，现有的无线充电系统还需要进行改进。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是，针对现有技术存在的缺点，提供一种实时谐振控制式电动汽车无线充电装置。该充电装置能够自动调整发射回路的参数，以保证在充电过程中实时谐振，提高充电效率。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种实时谐振控制式电动汽车无线充电装置，其结构有，交直流转换电路1，高频逆变电路2，单片机4，其特征在于，结构还有，电容补偿电路3，相位检测电路5；所述的交直流转换电路1的输入端与市电相连，交直流转换电路1的输出端与高频逆变电路2的电源输入端相连，高频逆变电路2的取样输出端与相位检测电路5的输入端相连，相位检测电路5的输出端与单片机4相连，单片机4还分别与高频逆变电路2的控制输入端和电容补偿电路3的输入端相连，电容补偿电路3的输出端与高频逆变电路2的补偿输入端相连；

所述的电容补偿电路3的结构为，第一继电器驱动电路、第二继电器驱动电路、第三继电器驱动电路、第四继电器驱动电路、第五继电器驱动电路、第六继电器驱动电路、第七继电器驱动电路、第八继电器驱动电路的输出端分别与电容补偿网络的八个输入端相连，第一继电器驱动电路、第二继电器驱动电路、第三继电器驱动电路、第四继电器驱动电路、第五继电器驱动电路、第六继电器驱动电路、第七继电器驱动的电路、第八继电器驱动电路的输入端分别与单片机4八个不同的i/o口相连，电容补偿电路3的输出端与的高频逆变电路2的输入端相连；

所述的电容补偿网络的结构为，继电器k1、k2、k3、k4、k5、k6、k7、k8的线圈的一端均接地，另一端作为电容补偿网络的八个输入端，依次记为端口rin1、rin2、rin3、rin4、rin5、rin6、rin7、rin8，各与一个继电器驱动电路的输出端相连，电容c6、c7、c8、c9的一端相连，还与继电器k8的静触点相连，电容c6、c7、c8、c9的另一端依次与继电器k1、k2、k3、k4的动触点相连，电容c5的一端与继电器k1、k2、k3、k4的静触点均相连，作为电容补偿网络的一个输出端，记为端口cadj-out1，与高频逆变电路2的端口cadj-in1相连，电容c5的另一端与电容c10的一端及继电器k5的动触点相连，电容c10的另一端与电容c11的一端、继电器k5的静触点及继电器k6的动触点相连，电容c11的另一端与电容c12的一端、继电器k6的静触点及继电器k7的动触点相连，电容c12的另一端与电容c13的一端、继电器k7的静触点及继电器k8的动触点相连，电容c13的另一端与继电器k8的静触点相连，作为电容补偿网络的另一个输出端，记为端口cadj-out2，与高频逆变电路2的端口rs-out1相连；

所有的继电器驱动电路的结构均相同，具体结构为，电阻r32的一端与+5v直流电源相连，另一端与光耦u7中发光二极管的阳极相连，光耦u7中发光二极管的阴极作为继电器驱动电路的输入端，记为端口mcu-in，与单片机4相连；光耦u7中光电三极管的发射极接地，集电极与电阻r33的一端及电阻r34的一端相连，电阻r33的另一端接+12v电源，电阻r34的另一端与三极管q17的基极相连，三极管q17的发射极接+12v电源，集电极与二极管d9的阴极相连，作为继电器驱动电路的输出端，记为端口rout，二极管d9的阳极接地；

所述的高频逆变电路2的结构为，二极管d1的阳极与+12v的电源相连，二极管d1的阴极与电阻r1的一端、三极管q1的发射极以及电容c1的一端相连，电阻r1的另一端与三极管q1的基极及三极管q2的集电极相连，三极管q2的基极与电阻r2的一端相连，电阻r2的另一端+5v直流电源相连，三极管q2的发射极与电阻r3的一端相连，电阻r3的另一端作为高频逆变电路2的第一个控制输入端，记为端口mcu-in1，与单片机4相连，三极管q1的集电极与二极管d2的阳极、三极管q3的基极及电阻r4的一端相连，电阻r4的另一端与电容c1的另一端、三极管q3的集电极、稳压二极管d3的阳极、场效应管q8的漏极、电感l的一端及场效应管q4的源极相连，三极管q3的发射极与二极管d2的阴极、稳压二极管d3的阴极及场效应管q4的栅极相连，场效应管q4的漏极与场效应管q9的漏极相连，作为高频逆变电路2的电源输入端，记为端口vs-in，与交直流转换电路1的直流电压输出端相连，场效应管q8的栅极与电阻r8的一端及三极管q7的集电极相连，电阻r8的另一端与三极管q5的集电极相连，三极管q5的发射极与电阻r5的一端及+12v直流电源相连，电阻r5的另一端与三极管q5的基极及三极管q6的集电极相连，三极管q6的基极与电阻r6的一端相连，电阻r6的另一端与+5v电源相连，三极管q6的发射极与电阻r7的一端相连，电阻r7的另一端与电阻r9的一端相连，作为高频逆变电路2的第二个控制输入端，记为端口mcu-in2，与单片机4相连，电阻r9的另一端与三极管q7的基极相连，三极管q7的发射极与场效应管q8的源极相连并接地，电感l的另一端与电容cs的一端相连，作为高频逆变电路2的一个补偿输入端，记为端口cadj-in1，与电容补偿电路3的端口cadj-out1相连，电容cs的另一端与取样电阻rs的一端相连，作为高频逆变电路2的另一个补偿输入端，同时还作为高频逆变电路2的一个取样输出端，记为端口rs-out1，该端口与电容补偿电路3的端口cadj-out2相连，还与相位检测电路5的端口rs-in1相连，取样电阻rs的另一端与场效应管q13的漏极、场效应管q9的源极、稳压二极管d4的阳极、三极管q10的集电极、电阻r10的一端及电容c2的一端相连，作为高频逆变电路2的另一个取样输出端，记为端口rs-out2，与相位检测电路5的端口rs-in2相连，场效应管q9的栅极与稳压二极管d4的阴极、三极管q10的发射极及二极管d5的阴极相连，三极管q10的基极与电阻r10的另一端、二极管d5的阳极及三极管q11的集电极相连，三极管q11的发射极与电容c2的另一端、电阻r11的一端及二极管d6的阴极相连，二极管d6的阳极与+12v直流电源相连，三极管q11的基极与电阻r11的另一端及三极管q12的集电极相连，三极管q12的基极与电阻r12的一端相连，电阻r12的另一端与+5v直流电源相连，三极管q12的发射极与电阻r13的一端相连，电阻r13的另一端作为高频逆变电路2的第三个控制输入端，记为端口mcu-in3，与单片机4相连；场效应管q13的源极与三极管q14的发射极相连并接地，场效应管q13的栅极与电阻r14的一端及三极管q14的集电极相连，三极管q14的基极与电阻r15的一端相连，电阻r15的另一端与电阻r17的一端相连，作为高频逆变电路2的第四个控制输入端，记为端口mcu-in4，与单片机4相连，电阻r14的另一端与三极管q15的集电极相连，三极管q15的发射极与电阻r16的一端及+12v直流电源相连，三极管q15的基极与电阻r16的另一端及三极管q16的集电极相连，三极管q16的发射极与电阻r17的另一端相连，三极管q16的基极与电阻r18的一端相连，电阻r18的另一端与+5v直流电源相连；

所述的相位检测电路5的结构为，电阻r19的一端作为相位检测电路5的一个输入端，记为端口rs-in1，与高频逆变电路2的端口rs-out1相连；电阻r19的另一端与运放u1的同相输入端及电阻r20的一端相连，电阻r20的另一端与r23的一端及电阻r22的一端相连并接地，电阻r23的另一端与运放u2的反相输入端相连，电阻r22的另一端与电阻r21的一端、比较器u3b的同相输入端及运放u2的同相输入端相连，电阻r21的另一端作为相位检测电路5的另一个输入端，记为端口rs-in2，与高频逆变电路2的端口rs-out2相连；运放u1正电源输入端与+5v直流电源相连，运放u1的负电源输入端与-5v直流电源相连，运放u1的反相输入端与电阻r24的一端、电阻r26的一端及电阻r27的一端相连，电阻r26的另一端与运放u1的输出端相连及比较器u3a的同相输入端相连；电阻r24的另一端与电阻r25的一端相连，并与运放u2的反相输入端相连，运放u2的输出端与电阻r27的另一端及电阻r25的另一端相连，运放u2的正电源输入端与+5v直流电源相连，运放u2的负电源输入端与-5v直流电源相连；比较器u3a的正电源输入端与+5v直流电源，比较器u3a的负电源输入端接地，比较器u3a的输出端与d触发器u4a的clk端口相连；d触发器u4a的d端口和pr端口与+5v直流电源相连，d触发器u4a的clr端口与电容c3的一端及电阻r30的一端相连，电容c3的另一端接+5v直流电源，d触发器u4a的q非端口与电阻r30的另一端相连，d触发器u4a的q端口与反相器u5a的输入端相连，反相器u5a的输出端与d触发器u6a的pr端口相连；电阻r28的一端作为相位检测电路5的参考相位输入端，记为l-in，与高频逆变电路2的端口l-out相连；电阻r28的另一端与电阻r29的一端及比较器u3b的反相输入端相连，电阻r29的另一端接地；比较器u3b的正电源输入端与+5v直流电源相连，比较器u3b的负电源输入端接地，比较器u3b的输出端与d触发器u4b的clk端口相连；d触发器u4b的clr端口与+5v直流电源相连，d触发器u4b的d端口及电容c4的一端接地，d触发器u4b的pr端口与电容c4的另一端及电阻r31的一端相连，d触发器u4b的q端口与电阻r31的另一端相连，d触发器u4b的q非端口与反相器u5b的输入端相连，反相器u5b输出端与d触发器u6a的clr端口相连；d触发器u6a的d端口以及clk端口都接地，d触发器u6a的q端口作为相位检测电路5的输出端，记为端口phase-out，与单片机4相连。

在高频逆变电路2中，电感l的取值优选285uh，耐压400v，电容cs的取值优选30nf，耐压400v，取样电阻rs的阻值优选0.1欧姆。

在电容补偿电路3中，各电容的取值优选为，电容c5～电容c7：1nf，电容c8：2nf，电容c9：5nf，电容c10：250pf,电容c11：680pf，电容c12：1.5nf，电容c12：4nf。

所述的交直流转换电路1是现有技术，可以是任意能将220v市电转换成直流电压输出的电路，优选输出直流电压为200v。

本发明一种实时谐振控制式电动汽车无线充电装置有以下有益效果：

1、本发明通过相位检测判断系统对负载的谐振程度，进而自动调整补偿电抗，使系统在充电过程中能保持实时谐振，大大提高了系统的工作效率以及对负载的适应范围。

2、本发明在高频逆变电路中对功率管采用了特殊的驱动设计，减小了转换过程中的能量损失，可提高整个系统的功率和效率。

3、本发明在电容补偿电路中，巧妙设计了电容补偿网络，用少量的元器件实现了多种不同电容值的选择。

4、本发明设计的相位检测电路输入阻抗非常高，对主回路的影响小。

5、本发明在继电器驱动电路中，采用光耦对单片机和主回路进行隔离，使得系统的信号电和功率电互不影响，提高了系统的稳定性和可靠性。

附图说明

图1是本发明的总体结构框图。

图2是电容补偿电路3的原理框图。

图3是高频逆变电路2的原理电路图。

图4是相位检测电路5的原理电路图。

图5是电容补偿电路3的电路原理图。

图6是继电器的原理电路图。

具体实施方式

下面结合附图通过具体实施例对本发明的工作原理作进一步说明，附图中所标示的元器件参数是各实施例的优选参数，但不是对本发明实施的限制。

实施例1本发明的整体结构

本发明的整体结构如图1所示，包括交直流转换电路1，高频逆变电路2，电容补偿电路3，单片机4，相位检测电路5；所述的交直流转换电路1的输入端与市电相连，交直流转换电路1的输出端与高频逆变电路2的电源输入端相连，高频逆变电路2的取样输出端与相位检测电路5的输入端相连，相位检测电路5的输出端与单片机4相连，单片机4还分别与高频逆变电路2的控制输入端和电容补偿电路3的输入端相连，电容补偿电路3的输出端与高频逆变电路2的补偿输入端相连。

实施例2本发明的高频逆变电路

所述的高频逆变电路2如图2所示，二极管d1的阳极与+12v的电源相连，二极管d1的阴极与电阻r1的一端、三极管q1的发射极以及电容c1的一端相连，电阻r1的另一端与三极管q1的基极及三极管q2的集电极相连，三极管q2的基极与电阻r2的一端相连，电阻r2的另一端+5v直流电源相连，三极管q2的发射极与电阻r3的一端相连，电阻r3的另一端作为高频逆变电路2的第一个控制输入端，记为端口mcu-in1，与单片机4相连，三极管q1的集电极与二极管d2的阳极、三极管q3的基极及电阻r4的一端相连，电阻r4的另一端与电容c1的另一端、三极管q3的集电极、稳压二极管d3的阳极、场效应管q8的漏极、电感l的一端及场效应管q4的源极相连，三极管q3的发射极与二极管d2的阴极、稳压二极管d3的阴极及场效应管q4的栅极相连，场效应管q4的漏极与场效应管q9的漏极相连，作为高频逆变电路2的电源输入端，记为端口vs-in，与交直流转换电路1的直流电压输出端相连，场效应管q8的栅极与电阻r8的一端及三极管q7的集电极相连，电阻r8的另一端与三极管q5的集电极相连，三极管q5的发射极与电阻r5的一端及+12v直流电源相连，电阻r5的另一端与三极管q5的基极及三极管q6的集电极相连，三极管q6的基极与电阻r6的一端相连，电阻r6的另一端与+5v电源相连，三极管q6的发射极与电阻r7的一端相连，电阻r7的另一端与电阻r9的一端相连，作为高频逆变电路2的第二个控制输入端，记为端口mcu-in2，与单片机4相连，电阻r9的另一端与三极管q7的基极相连，三极管q7的发射极与场效应管q8的源极相连并接地，电感l的另一端与电容cs的一端相连，作为高频逆变电路2的一个补偿输入端，记为端口cadj-in1，与电容补偿电路3的端口cadj-out1相连，电容cs的另一端与取样电阻rs的一端相连，作为高频逆变电路2的另一个补偿输入端，同时还作为高频逆变电路2的一个取样输出端，记为端口rs-out1，该端口与电容补偿电路3的端口cadj-out2相连，还与相位检测电路5的端口rs-in1相连，取样电阻rs的另一端与场效应管q13的漏极、场效应管q9的源极、稳压二极管d4的阳极、三极管q10的集电极、电阻r10的一端及电容c2的一端相连，作为高频逆变电路2的另一个取样输出端，记为端口rs-out2，与相位检测电路5的端口rs-in2相连，场效应管q9的栅极与稳压二极管d4的阴极、三极管q10的发射极及二极管d5的阴极相连，三极管q10的基极与电阻r10的另一端、二极管d5的阳极及三极管q11的集电极相连，三极管q11的发射极与电容c2的另一端、电阻r11的一端及二极管d6的阴极相连，二极管d6的阳极与+12v直流电源相连，三极管q11的基极与电阻r11的另一端及三极管q12的集电极相连，三极管q12的基极与电阻r12的一端相连，电阻r12的另一端与+5v直流电源相连，三极管q12的发射极与电阻r13的一端相连，电阻r13的另一端作为高频逆变电路2的第三个控制输入端，记为端口mcu-in3，与单片机4相连；场效应管q13的源极与三极管q14的发射极相连并接地，场效应管q13的栅极与电阻r14的一端及三极管q14的集电极相连，三极管q14的基极与电阻r15的一端相连，电阻r15的另一端与电阻r17的一端相连，作为高频逆变电路2的第四个控制输入端，记为端口mcu-in4，与单片机4相连，电阻r14的另一端与三极管q15的集电极相连，三极管q15的发射极与电阻r16的一端及+12v直流电源相连，三极管q15的基极与电阻r16的另一端及三极管q16的集电极相连，三极管q16的发射极与电阻r17的另一端相连，三极管q16的基极与电阻r18的一端相连，电阻r18的另一端与+5v直流电源相连。

该结构中，4个场效应管q4、q8、q9、q13构成逆变电桥，用来将交直流转换电路1输出的直流信号逆变成高频交流信号，用于为发射线圈(即图中的电感l)提供能量，每个场效应管的栅极还采用了特殊设计的驱动电路，可减小转换过程中的能量衰减，保证系统可以达到很高的输出功率和效率。取样电阻rs用来将发射回路中的电流转换成电压并提供给后级的相位检测电路5，取样电阻是一个大功率、小阻值的精密电阻，可以保证在取样的过程不会消耗过多能量。工作时，发射线圈(电感l)将电能转换成磁能，并通过磁耦共振的方式传送给接收线圈(位于要充电的汽车中，图中未画出)，接收线圈将接收到的能量通过后级相应的电路转换成所需要的电能，为电动汽车的蓄电池进行充电。

实施例3本发明的电容补偿电路

本发明所采用的电容补偿电路3的结构框图如图2所示，第一继电器驱动电路、第二继电器驱动电路、第三继电器驱动电路、第四继电器驱动电路、第五继电器驱动电路、第六继电器驱动电路、第七继电器驱动电路、第八继电器驱动电路的输出端分别与电容补偿网络的八个输入端相连，第一继电器驱动电路、第二继电器驱动电路、第三继电器驱动电路、第四继电器驱动电路、第五继电器驱动电路、第六继电器驱动电路、第七继电器驱动的电路、第八继电器驱动电路的输入端分别与单片机4八个不同的i/o口相连，电容补偿电路3的输出端与的高频逆变电路2的输入端相连。

其中，所述的电容补偿网络的结构如图5所示，继电器k1、k2、k3、k4、k5、k6、k7、k8的线圈的一端均接地，另一端作为电容补偿网络的八个输入端，依次记为端口rin1、rin2、rin3、rin4、rin5、rin6、rin7、rin8，各与一个继电器驱动电路的输出端相连，电容c6、c7、c8、c9的一端相连，还与继电器k8的静触点相连，电容c6、c7、c8、c9的另一端依次与继电器k1、k2、k3、k4的动触点相连，电容c5的一端与继电器k1、k2、k3、k4的静触点均相连，作为电容补偿网络的一个输出端，记为端口cadj-out1，与高频逆变电路2的端口cadj-in1相连，电容c5的另一端与电容c10的一端及继电器k5的动触点相连，电容c10的另一端与电容c11的一端、继电器k5的静触点及继电器k6的动触点相连，电容c11的另一端与电容c12的一端、继电器k6的静触点及继电器k7的动触点相连，电容c12的另一端与电容c13的一端、继电器k7的静触点及继电器k8的动触点相连，电容c13的另一端与继电器k8的静触点相连，作为电容补偿网络的另一个输出端，记为端口cadj-out2，与高频逆变电路2的端口rs-out1相连；该网络通过对不同电容的选择接入，实现了总电容值以0.2nf为间隔，从0.2nf～10nf的变化，以少量的元器件为高频逆变电路2提供50个可选的补偿电容。大大拓宽了本发明的负载适应范围。

所有继电器驱动电路的结构相同，如图6所示，电阻r32的一端与+5v直流电源相连，另一端与光耦u7中发光二极管的阳极相连，光耦u7中发光二极管的阴极作为继电器驱动电路的输入端，记为端口mcu-in，与单片机4相连；光耦u7中光电三极管的发射极接地，集电极与电阻r33的一端及电阻r34的一端相连，电阻r33的另一端接+12v电源，电阻r34的另一端与三极管q17的基极相连，三极管q17的发射极接+12v电源，集电极与二极管d9的阴极相连，作为继电器驱动电路的输出端，记为端口rout，二极管d9的阳极接地。该驱动电路在单片机4与继电器之间采用了光耦进行隔离，有效防止了继电器线圈或高频逆变电路2中的大电流对单片机4的影响。

实施例4本发明的相位检测电路

所述的相位检测电路5的结构如图4所示，所述的相位检测电路5的结构为，电阻r19的一端作为相位检测电路5的一个输入端，记为端口rs-in1，与高频逆变电路2的端口rs-out1相连；电阻r19的另一端与运放u1的同相输入端及电阻r20的一端相连，电阻r20的另一端与r23的一端及电阻r22的一端相连并接地，电阻r23的另一端与运放u2的反相输入端相连，电阻r22的另一端与电阻r21的一端、比较器u3b的同相输入端及运放u2的同相输入端相连，电阻r21的另一端作为相位检测电路5的另一个输入端，记为端口rs-in2，与高频逆变电路2的端口rs-out2相连；运放u1正电源输入端与+5v直流电源相连，运放u1的负电源输入端与-5v直流电源相连，运放u1的反相输入端与电阻r24的一端、电阻r26的一端及电阻r27的一端相连，电阻r26的另一端与运放u1的输出端相连及比较器u3a的同相输入端相连；电阻r24的另一端与电阻r25的一端相连，并与运放u2的反相输入端相连，运放u2的输出端与电阻r27的另一端及电阻r25的另一端相连，运放u2的正电源输入端与+5v直流电源相连，运放u2的负电源输入端与-5v直流电源相连；比较器u3a的正电源输入端与+5v直流电源，比较器u3a的负电源输入端接地，比较器u3a的输出端与d触发器u4a的clk端口相连；d触发器u4a的d端口和pr端口(即置1端口)与+5v直流电源相连，d触发器u4a的clr端口(即置0端口)与电容c3的一端及电阻r30的一端相连，电容c3的另一端接+5v直流电源，d触发器u4a的q非端口与电阻r30的另一端相连，d触发器u4a的q端口与反相器u5a的输入端相连，反相器u5a的输出端与d触发器u6a的pr端口相连；电阻r28的一端作为相位检测电路5的参考相位输入端，记为l-in，与高频逆变电路2的端口l-out相连；电阻r28的另一端与电阻r29的一端及比较器u3b的反相输入端相连，电阻r29的另一端接地；比较器u3b的正电源输入端与+5v直流电源相连，比较器u3b的负电源输入端接地，比较器u3b的输出端与d触发器u4b的clk端口相连；d触发器u4b的clr端口与+5v直流电源相连，d触发器u4b的d端口及电容c4的一端接地，d触发器u4b的pr端口与电容c4的另一端及电阻r31的一端相连，d触发器u4b的q端口与电阻r31的另一端相连，d触发器u4b的q非端口与反相器u5b的输入端相连，反相器u5b输出端与d触发器u6a的clr端口相连；d触发器u6a的d端口以及clk端口都接地，d触发器u6a的q端口作为相位检测电路5的输出端，记为端口phase-out，与单片机4相连。

该检测电路将取样电阻两端交流电压的相位(也相当于回路电流的相位)与参考相位进行比较，比较结果以占空比变化的方波形式输出，当两者相位相同时，输出方波的占空比为50％，当取样电阻两端电压的相位超前参考相位时，输出方波的占空比大于50％，反之则小于50％，该结果送入单片机后由单片机进行存储，再根据方波的占空比判断出回路电流的相位与参考相位的差，进而判断回路的谐振情况。输出方波的占空比为50％，代表回路电流的相位等于参考相位，回路总阻抗呈纯电阻性，回路处于谐振状态；输出方波的占空比大于50％，代表回路电流相位超前于参考相位，意味着回路失谐且回路总阻抗呈电容性，为了使回路谐振，单片机会减小电容补偿网络补偿的电容值；方波的占空比小于50％，代表回路电流相位超前于参考相位，意味着回路失谐且回路总阻抗呈电感性，为了使回路谐振，则单片机会增大电容补偿网络补偿的电容值。由于取样电阻rs位于高频逆变电路2的电桥中，在工作时两端的电位最高均可达到接近vs(200v左右)的大小，因此本发明采取了降压及高阻抗差分的处理，使取样电阻rs两端交流电压信号更便于相位检测，且最大程度减小了相位检测电路对高频逆变电路2中主电桥的影响。

实施例5本发明的工作原理

结合附图1～6对本发明的工作原理及工作过程进一步说明如下：在本发明的系统对电动汽车进行充电时，高频逆变电路2将交直流转换电路1提供的直流电转换成高频交流电流，并由发射线圈(即电感l)转换成磁能进行发射，汽车端的接收线圈(图中未画出)接收能量后再由后续相关电路转换成所需的电压或电流对汽车的蓄电池进行充电，充电过程中，接收端的电路参数会影响发射端的谐振情况，因此，相位检测电路5实时检测发射回路的谐振情况，单片机4根据检测结果判断回路当前的电抗性质，进而控制电容补偿网络对补偿电容进行自动调整，使回路保持谐振。

本发明的充电装置由于能够实时自动调整，当负载回路参数发生变化时，保持发射回路始终处于谐振状态，大大提高了充电效率。