一种适用于双向近场电能传输的电路拓扑结构的制作方法

本发明涉及电力电子拓扑电路技术，尤其涉及一种适用于双向近场电能传输的电路拓扑结构。

背景技术：

近场电能传输是通过将高频电路通过原边线圈转化为交变电磁场，副边线圈中产生的高频感应电流经整流电路转化为直流输出。近年来，该技术已经普遍应用于智能手机的无线充电产品中，另外此技术在家用机器人、工业机器人、电动汽车领域亦具有广阔的应用前景。

为了提高能量传输距离和效率，可以分别在原边线圈和副边线圈增加谐振补偿网络，即构成磁谐振。目前现有的谐振补偿网络的谐振频率由补偿网络中电感或电容、线圈自感或互感决定，在线圈间相对位置发生变化时，线圈自感及线圈间互感和耦合系数均会发生相应变化，另外在不同工作温度环境下，线圈结构中铁氧体的磁导率也会发生变化，进而导致线圈电气参数发生变化。此外，由于批量生产造成的电感误差及电容误差也无法避免。因此，在实际工作中，谐振频率会发生一定程度的变化，若开关频率偏离谐振频率过多，会造成高频逆变器的硬开关及过多无功功率损耗等严重问题；若开关频率跟随谐振频率变化，则系统在不同工况下将占用较大的频率带宽资源，而一方面国内及国际相关标准均对工作频率范围进行了限定，另一方面，较宽的工作频率范围将使系统电磁兼容设计更加复杂，且增加系统成本。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供了一种适用于双向近场电能传输的电路拓扑结构。

实现本发明目的的技术方案为：一种适用于双向近场电能传输的电路拓扑结构，包括输入直流电源u1、全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络、原边线圈3li1、副边线圈3lo1、副边谐振动态补偿网络、全桥同步整流电路及负载电池u2，所述全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络与副边谐振动态补偿网络、全桥同步整流电路的具体拓扑结构关于原边线圈3li1、副边线圈3lo1对称；

所述输入直流电源u1、全桥逆变电路、原边谐振动态补偿网络依次连接，所述原边谐振动态补偿网络输出端分别与原边线圈3li1的两端连接，所述副边线圈3lo1的两端分别与副边谐振动态补偿网络的输入端连接，所述原边线圈3li1、副边线圈3lo1同名端相对，所述副边谐振动态补偿网络的输出端与全桥同步整流电路的输入端连接，全桥同步整流电路的输出端与负载电池u2的两端连接。

优选地，所述全桥逆变电路包括第一母线电容cbus1、四个开关管qi1-qi4，所述第一母线电容cbus1的正极与输入直流电源u1的正极连接，所述第一母线电容cbus1的负极与输入直流电源u1的负极连接，所述四个开关管qi1-qi4连接成逆变h桥，逆变h桥的正极与第一母线电容cbus1的正极连接，逆变h桥的负极与第一母线电容cbus1的负极连接。

优选地，所述原边谐振动态补偿网络包括第一补偿电感lif、第一等效阻抗模块、第一串联电容ci1、第一并联电容cif，其中，所述第一补偿电感lif的一端与全桥逆变电路的一个输出端连接，所述第一补偿电感lif的另一端与第一等效阻抗模块的一端连接，所述第一等效阻抗模块的另一端与第一串联电容ci1的一端连接，所述第一并联电容cif的一端与所述第一等效阻抗模块的另一端连接，所述第一并联电容cif的另一端与全桥逆变电路的另一个输出端连接，所述第一并联电容cif的另一端以及第一串联电容ci1的另一端作为原边谐振动态补偿网络的两个输出端。

优选地，所述副边谐振动态补偿网络包括第二补偿电感lof、第二等效阻抗模块、第二串联电容co1、第二并联电容cof，所述第二串联电容co1的一端与副边线圈3lo1的同名端连接，所述第二串联电容co1的另一端与第二等效阻抗模块的一端连接，所述第二等效阻抗模块的另一端与第二补偿电感lof的一端连接，所述第二并联电容cof的一端与第二串联电容co1的另一端连接，所述第二并联电容cof的另一端与副边线圈3lo1的非同名端连接，所述第二补偿电感lof的另一端以及第二并联电容cof的另一端分别作为副边谐振动态补偿网络的两个输出端，所述第二等效阻抗模块具体为：并联在一起的开关电容与补偿开关，或串联在一起的开关电容与补偿开关。

优选地，全桥同步整流电路包括第二母线电容cbus2以及四个开关管qo1-qo4，四个开关管qo1-qo4连接成连接成逆变h桥，逆变h桥的两个输入端分别与副边谐振动态补偿网络的两个输出端连接，所述逆变h桥的正极与第二母线电容cbus2的正极连接，所述逆变h桥的负极与第二母线电容cbus2的负极连接，所述第二母线电容cbus2的的正极、负极同时与负载电池u2的正负极连接。

在正向能量流动时，原边线圈为交变电磁场发射线圈，副边线圈为接收线圈。在逆向能量流动时，原边线圈转换为接收线圈，副边线圈为交变电磁场发射线圈，全桥逆变电路中逆变h桥转换为整流h桥的工作模式，同理，全桥同步整流电路中整流h桥转换为逆变h桥的工作模式，由于所述系统电路拓扑的对称性，原副边谐振动态补偿网络的工作原理也发生对称转换。

本发明近场电能传输系统的控制策略为：检测所述全桥逆变电路的输出电压与输出电流间的相位差，检测所述全桥同步整流的输入电压与输入电流间的相位差，检测系统中所述全桥逆变的输入电压及输入电流，检测系统中所全桥同步整流的输出电压与输出电流，综合以上检测得到的各输入信号通过控制算法计算出所述第一补偿开关和第二补偿开关的占空比及时序、所述全桥逆变的移相控制的移相角度、所述输入直流电源的电压，所述控制算法可以通过单片机mcu或数字信号处理器dsp实现。控制目标为通过调整上述控制量得到目标输出电压、输出电流或输出功率，同时实现所述全桥逆变的输出电压与输出电流间的相位差达到设定值。

本发明与现有技术相比，其显著效果为：1)本发明通过改变原副边补偿开关的pwm占空比实现连续动态调整原副边谐振补偿网络的等效阻抗，以降低系统中无功功率损耗并实现软开关，因此本发明能够在不同工况下实现高效率能量传输；2)本发明原副边谐振动态补偿网络可有效抵消器件误差带来的影响，从而使近场电能传输系统具备复杂工况下的高性能与高可靠性，降低关键器件设计制造难度及成本，进而具备实际应用价值；3)本发明能够实现在不同复杂工况下均可工作在某一恒定频率。4)本发明电路拓扑具有对称性，不需增加额外电路结构，即可实现能量的双向传输，能够规模化接入智能电网，更加合理有效地利用电网进行充放电。

下面结合附图说明对本发明做进一步说明。

附图说明

图1是本发明电路拓扑图。

图2是本发明第一补偿开关和第二补偿开关的实现形式示意图。

图3是本发明第一开关电容和第二开关电容的实现形式示意图。

图4是本发明的半桥逆变电路实现方式示意图。

图5是本发明补偿开关的零电压开关波形图。

图6是本发明所述电路拓扑的系统应用及控制策略示意图。

图7是本发明所述电路拓扑在原边线圈自感li1变化及动态补偿前后的波形对比示意图。

图8是本发明所述电路拓扑在副边线圈自感lo1变化及动态补偿前后的波形对比示意图。

图9是本发明所述电路拓扑在原副边线圈间耦合系数k变化及动态补偿前后的波形对比示意图。

具体实施方式

为了更加清楚地描述本发明的思想，技术方案和优点，具体实施方式通过实施例和附图来表明。显然地，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在未付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

一种适用于双向近场电能传输的电路拓扑结构，包括输入直流电源u1、全桥逆变电路1、原边谐振动态补偿网络2、原边线圈3li1、副边线圈3lo1、副边谐振动态补偿网络4、全桥同步整流电路5及负载电池u2，所述全桥逆变电路1、原边谐振动态补偿网络2与副边谐振动态补偿网络4、全桥同步整流电路5的具体拓扑结构关于原边线圈3li1、副边线圈3lo1对称；

所述输入直流电源u1、全桥逆变电路1、原边谐振动态补偿网络2依次连接，所述原边谐振动态补偿网络2输出端分别与原边线圈3li1的两端连接，所述副边线圈3lo1的两端分别与副边谐振动态补偿网络4的输入端连接，所述原边线圈3li1、副边线圈3lo1同名端相对，所述副边谐振动态补偿网络4的输出端与全桥同步整流电路5的输入端连接，全桥同步整流电路5的输出端与负载电池u2的两端连接。

进一步的实施例中，所述全桥逆变电路1包括第一母线电容cbus1、四个开关管qi1-qi4，所述第一母线电容cbus1的正极与输入直流电源u1的正极连接，所述第一母线电容cbus1的负极与输入直流电源u1的负极连接，所述四个开关管qi1-qi4连接成逆变h桥，逆变h桥的正极与第一母线电容cbus1的正极连接，逆变h桥的负极与第一母线电容cbus1的负极连接。在某些实施例中，开关管为igbt、mosfet等半导体功率器件。

进一步的实施例中，所述原边谐振动态补偿网络2包括第一补偿电感lif、第一等效阻抗模块、第一串联电容ci1、第一并联电容cif，其中，所述第一补偿电感lif的一端与全桥逆变电路1的一个输出端连接，所述第一补偿电感lif的另一端与第一等效阻抗模块的一端连接，所述第一等效阻抗模块的另一端与第一串联电容ci1的一端连接，所述第一并联电容cif的一端与所述第一等效阻抗模块的另一端连接，所述第一并联电容cif的另一端与全桥逆变电路1的另一个输出端连接，所述第一并联电容cif的另一端以及第一串联电容ci1的另一端作为原边谐振动态补偿网络2的两个输出端，所述第一等效阻抗模块具体为：并联在一起的开关电容与补偿开关，或串联在一起的开关电容与补偿开关。

优选地，所述补偿开关为双向开关，在某些实施例中，补偿开关由两个或若干个igbt、mosfet等半导体功率器件串联构成。

进一步的实施例中，所述副边谐振动态补偿网络4包括第二补偿电感lof、第二等效阻抗模块、第二串联电容co1、第二并联电容cof，所述第二串联电容co1的一端与副边线圈3lo1的同名端连接，所述第二串联电容co1的另一端与第二等效阻抗模块的一端连接，所述第二等效阻抗模块的另一端与第二补偿电感lof的一端连接，所述第二并联电容cof的一端与第二串联电容co1的另一端连接，所述第二并联电容cof的另一端与副边线圈3lo1的非同名端连接，所述第二补偿电感lof的另一端以及第二并联电容cof的另一端分别作为副边谐振动态补偿网络4的两个输出端，如图3所示，所述第二等效阻抗模块具体为：并联在一起的开关电容与补偿开关，或串联在一起的开关电容与补偿开关，通过调整补偿开关的占空比以连续改变开关电容的等效阻抗。补偿开关的导通与关断时序根据补偿电感电流确定，以实现零电压导通及关断，降低开关损耗。

优选地，所述补偿开关为双向开关。如图2所示，在某些实施例中，补偿开关由两个或若干个igbt、mosfet等半导体功率器件串联构成。

进一步的实施例中，全桥同步整流电路5包括第二母线电容cbus2以及四个开关管qo1-qo4，四个开关管qo1-qo4连接成连接成逆变h桥，逆变h桥的两个输入端分别与副边谐振动态补偿网络4的两个输出端连接，所述逆变h桥的正极与第二母线电容cbus2的正极连接，所述逆变h桥的负极与第二母线电容cbus2的负极连接，所述第二母线电容cbus2的的正极、负极同时与负载电池u2的正负极连接。在某些实施例中，开关管为igbt、mosfet等半导体功率器件。

如图4所示，进一步的实施例中，当外部近场能量传输系统的功率小于500w，全桥逆变电路1替换为半桥逆变电路。在功率小于500w时，由于功率等级小，没有必要实施能量的逆向传输，变更后的电路不支持双向能量传输，只能正向传输。

在某些实施例中，所述第一补偿电感和第二补偿电感可以由包含铁氧体磁芯或铁晶体的线圈绕组构成，也可以由不包含铁氧体磁芯或铁晶体的线圈绕组构成，亦可以由印制电路板走线绕组构成，也可以由利兹线构成的平面绕组构成。

在某些实施例中，原边线圈和所述副边线圈为由利兹线或印制电路板走线等构成的平面绕组线圈，在绕组线圈的一侧安装有铁氧体及铝板以屏蔽外向辐射磁场。

本发明有四种工作模式：动态-动态、动态-静态、静态-动态、静态-静态。动态即补偿开关由pwm以特定占空比控制，静态即补偿开关为常开或常闭状态；工作模式‘-’左边是指原边即发射端，工作模式‘-’右边是指副边即接收端。本发明工作频率为一定值，尤其地，本发明可以实现在复杂工况下工作在某一恒定频率。工作频率与全桥逆变电路的开关频率相同，与全桥同步整流电路的开关频率亦相同。

本发明适用于双向近场电能传输的电路拓扑结构的控制策略为：检测全桥逆变电路的输出电压与输出电流间的相位差，检测所述全桥同步整流电路的输入电压与输入电流间的相位差，检测所述全桥逆变电路的输入电压及输入电流，检测所全桥同步整流电路的输出电压与输出电流，综合以上检测得到的各输入信号通过控制算法计算出所述第一补偿开关和第二补偿开关的占空比及时序、所述全桥逆变的移相控制的移相角度、所述输入直流电源的电压，所述控制算法可以通过单片机mcu或数字信号处理器dsp实现。控制目标为通过调整上述控制量得到目标输出电压、输出电流或输出功率，同时实现所述全桥逆变的输出电压与输出电流间的相位差达到设定值。

下面结合实施例对本发明做进一步说明。

实施例1

一种适用于双向近场电能传输系统的电路拓扑，如图1所示，包括输入直流电源u1、全桥逆变电路1、原边谐振动态补偿网络2、原边线圈3li1、副边线圈3lo1、副边谐振动态补偿网络4、全桥同步整流电路5及负载电池u2，所述全桥逆变电路1、原边谐振动态补偿网络2与副边谐振动态补偿网络4、全桥同步整流电路5的具体拓扑结构关于原边线圈3li1、副边线圈3lo1对称；

所述全桥逆变电路1包括第一母线电容cbus1、四个开关管qi1-qi4，所述第一母线电容cbus1的正极与输入直流电源u1的正极连接，所述第一母线电容cbus1的负极与输入直流电源u1的负极连接，所述四个开关管qi1-qi4连接成逆变h桥，开关管qi1源极与开关管qi3漏极连接为第一逆变输出端a，开关管qi2源极与开关管qi4漏极连接为第二逆变输出端b，开关管qi1漏极与开关管qi2漏极连接为h桥正极，开关管qi3源极与开关管qi4源极连接为h桥负极。逆变h桥的正极与第一母线电容cbus1的正极连接，逆变h桥的负极与第一母线电容cbus1的负极连接。

所述原边谐振动态补偿网络2包括第一补偿电感lif、第一等效阻抗模块、第一串联电容ci1、第一并联电容cif，其中，所述第一补偿电感lif的一端与全桥逆变电路1的一个输出端连接，所述第一补偿电感lif的另一端与第一等效阻抗模块的一端连接，所述第一等效阻抗模块的另一端与第一串联电容ci1的一端连接，所述第一并联电容cif的一端与所述第一等效阻抗模块的另一端连接，所述第一并联电容cif的另一端与全桥逆变电路1的另一个输出端连接，所述第一并联电容cif的另一端与原边线圈li1的非同名端连接，所述第一串联电容ci1的另一端与原边线圈li1的同名端连接；

所述第一等效阻抗模块具体为：并联在一起的第一开关电容cis与、第一补偿开关s1。第

一补偿开关s1为双向开关。

所述副边谐振动态补偿网络4包括第二补偿电感lof、第二等效阻抗模块、第二串联电容co1、第二并联电容cof，所述第二串联电容co1的一端与副边线圈3lo1的同名端连接，所述第二串联电容co1的另一端与第二等效阻抗模块的一端连接，所述第二等效阻抗模块的另一端与第二补偿电感lof的一端连接，所述第二并联电容cof的一端与第二串联电容co1的另一端连接，所述第二并联电容cof的另一端与副边线圈3lo1的非同名端连接，所述第二补偿电感lof的另一端以及第二并联电容cof的另一端分别作为副边谐振动态补偿网络4的两个输出端与全桥同步整流电路5的输入端连接；

所述第二等效阻抗模块具体为：并联在一起的第二开关电容cos、第二补偿开关s2，第二补偿开关s2为双向开关。

所述全桥同步整流电路5包括第二母线电容cbus2以及四个开关管qo1-qo4，四个开关管qo1-qo4连接成连接成逆变h桥，逆变h桥的两个输入端分别与副边谐振动态补偿网络4的两个输出端连接，所述逆变h桥的正极与第二母线电容cbus2的正极连接，所述逆变h桥的负极与第二母线电容cbus2的负极连接，所述第二母线电容cbus2的的正极、负极同时与负载电池u2的正负极连接。

本发明中第一补偿开关和第二补偿开关的开关频率相同，且与全桥逆变电路的开关频率相同。第一补偿开关和第二补偿开关的pwm占空比决定了所述第一开关电容和所述第二开关电容在补偿网络中的等效电容容值。

本发明中的谐振电容，即第一开关电容、第二开关电容、第一并联电容、第一串联电容、第二并联电容及第二串联电容，应选择精度高、内阻小的电容类型以降低损耗，例如陶瓷电容或薄膜电容。

本发明中，开关电容的补偿开关的导通与关断时序根据对应所述补偿电感电流确定，以实现零电压导通及关断，降低开关损耗。如图5所示，所述补偿开关的驱动信号为vgs1,漏极信号为vds1，当所述vds1为零时，驱动信号变高，即所述补偿开关在vds1零电压时导通，为零电压导通；当驱动信号变低，所述vds1开始从零缓慢上升，即所述补偿开关在vds1零电压时关断，为零电压关断。

本发明中存在多个谐振频率，分别为ω0、ω1、ω2、ω3，理想情况下ω0＝ω1＝ω2＝ω3，当在不同工况下某些电感值或电容值发生变化时，通过所述控制策略的调整，各谐振频率接近工作频率ω。

其中，cis1为所述第一开关电容在所述第一补偿开关作用下的等效电容容值，cos1为所述第二开关电容在所述第二补偿开关作用下的等效电容容值。

本发明中原边线圈与副边线圈的相对位置发生变化时，线圈自感及线圈间互感将发生变化，尤其地线圈间的耦合系数随着偏移距离的增大而显著降低；当环境中有金属物体靠近所述原边线圈或所述副边线圈时，线圈自感也将发生变化；当环境温度变化或所述原边线圈及所述副边线圈自身损耗导致工作温度变化时，由于铁氧体的磁导率在不同温度条件下的变化导致线圈自感及线圈间互感的变化；此外由于生产工艺等制造因素导致的电感及电容误差均无法避免。综上所述，近场电能传输系统在实际工作条件下，电感感值及电容容值均会在一定程度内偏离设计理论值，若不能在不同工况下实施有效的动态补偿措施，系统谐振频率将发生偏移，将导致系统传输特性变化。例如所述全桥逆变输出电压与所述全桥逆变输出电流间的相位差增大导致无功功率损耗升高，所述全桥逆变输出电压与所述全桥逆变输出电流间的相位差由正变负(即逆变输出电流超前逆变输出电压)而导致所述全桥逆变开关管的硬开关，所述系统在非理想工况下输出功率能力降低等。在如此复杂的工况下，本发明通过动态控制所述开关电容的并联补偿开关的pwm占空比来调整所述原副边谐振动态补偿网络的等效阻抗，使系统谐振频率接近系统工作频率、所述全桥逆变输出阻抗呈弱感性以保证零电压开关、使所述全桥逆变的输出电压与输出电流间相位差保持在较小的值以最小化所述原边谐振动态补偿网络的无功功率、使所述全桥同步整流的输入电压与输入电流间相位差保持在较小的值以最小化所述副边谐振动态补偿网络的无功功率、提升系统在不同工况下的功率输出能力。

输入直流电源一般为功率因数校正电路的直流输出。功率因数校正电路将单相或三相交流电转换为直流输出，同时保证交流输入电流与输入电压同相跟随。在双向能量流动系统中，功率因数校正电路应支持双向变换，即正向为交流转直流的功率因数校正电路，逆向为直流转交流并回馈电网的逆变电路。

本发明的控制策略为：如图6所示，利用电压电流检测电路分别测量所述全桥逆变输入电压电流u1、i1、所述全桥逆变输出电压电流uab、iab、所述全桥整流输入电压电流ucd、icd、所述全桥整流输出电压电流u2、i2。控制单元综合计算uab、iab之间的相位差、ucd、icd之间的相位差、输入功率、输出功率等信息，得出所述全桥逆变的移相控制的移相角度、所述输入直流电源的电压，所述控制单元包括原边控制单元和副边控制单元，可以通过单片机mcu或数字信号处理器dsp实现，原边控制单元与副边控制单元通过无线通信方式(如wifi)交换信息。所述原边控制单元输出5个pwm信号gi1、gi2、gi3、gi4、gs1经驱动电路分别驱动开关管qi1-qi4、s1；所述副边控制单元输出5个pwm型号go1、go2、go3、go4、gs2经驱动电路分别驱动qo1-qo4、s2。所述原边控制单元通过pfc控制电路调整功率因数校正电路输出电压。控制目标为通过调整上述控制量得到目标输出电压、输出电流或输出功率，同时实现所述全桥逆变的输出电压与输出电流间的相位差达到设定值。

由于在实际工况条件下，线圈自感、互感及耦合系数均会发生相应变化，本实施例分别分析了原边线圈自感变化、副边线圈自感变化、原副边线圈间耦合系数变化时，通过所述原边谐振动态补偿网络和副边谐振动态补偿网络的调整前后的电压电流工作波形。

如图7所示，当原边线圈电感降低10％时的所述全桥逆变输出电压uab电流iab0经过动态补偿降低第一开关电容的等效阻抗后的全桥逆变输出电流为iab1，全桥逆变输出电压与输出电流的相位差由ψ0减少为ψ1，在保证全桥逆变软开关的同时，降低了原边谐振动态补偿网络中的无功功率。

如图8所示，当副边线圈电感降低10％时的所述全桥逆变输出电压uab电流iab0经过动态补偿增加第一开关电容的等效阻抗并降低第二开关电容的等效阻抗后的全桥逆变输出电流为iab1，全桥逆变输出电压与输出电流的相位差ψ0小于零，即逆变电流超前逆变电压，全桥逆变开关管工作在硬开关状态；经动态调整后相位差为ψ1，即逆变电流稍微滞后逆变电压uab，在保证全桥逆变软开关的同时，降低了原边谐振动态补偿网络中的无功功率。

如图9所示，当原副边线圈系数由0.2降低到0.1时所述全桥逆变输出电压uab电流iab0经过动态补偿降低第一开关电容的等效阻抗后的全桥逆变输出电流为iab1，全桥逆变输出电压与输出电流的相位差由ψ0减少为ψ1，在保证全桥逆变软开关的同时，降低了原边谐振动态补偿网络中的无功功率。

综上所述，当线圈电感变化或线圈间耦合情况发生变化时，全桥逆变输出电流均会发生显著变化，经过本发明所述原副边谐振动态补偿网络调整后，全桥逆变输出始终工作在弱感性，维持了开关管的软开关状态，降低了原边谐振动态补偿网络中的无功功率，提高了系统功率传输效率，增强了系统工作的可靠性。