单级单相高增益升压型三端口集成逆变器的制作方法

本发明所涉及的一种单级单相高增益升压型三端口集成逆变器，属于电力电子变换技术。

背景技术：

逆变器是应用功率半导体器件将直流电变换成交流电的一种静止变流装置，供交流负载使用或与公共电网并网发电。

由于石油、煤和天然气等化石能源日益紧张、环境污染严重、全球变暖、核能生产会产生核废料和污染环境等原因，能源和环境已成为21世纪人类所面临的重大问题。太阳能、风能、潮汐能和地热能等可再生能源，具有清洁无污染、廉价、可靠、丰富等优点,开发和利用可再生能源越来越受到人们的重视，这对世界各国经济的持续发展具有相当重要的意义。太阳能、风能、氢能、潮汐能、地热能等可再生能源转化的直流电能通常是不稳定的，需要采用逆变器将其变换成交流电能供给负载使用或与公共电网并网发电。在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池、燃料电池、风力机等为主直流电源的逆变场合，逆变器具有广泛的应用前景。

目前在中小容量的逆变场合，通常采用单级单相降压型逆变器电路结构，并且无能量存储功能。这类逆变器正常工作时必须满足直流侧电压大于交流侧相电压的峰值，故存在一个明显的缺陷：当直流侧电压(如光伏电池输出能力)降低时，如阴雨天或夜晚，整个发电系统的输出功率降低甚至停止运行，系统的利用率下降，无法满足负载对电能的需要，难以构成独立供电系统。对此，常采用如下三种方案来解决：(1)前级添加boost型直流变换器构成两级电路结构，但当占空比d接近极限值、1-d过小、d的调节范围受到限制时，存在系统的动态特性差、电路寄生参数影响导致的升压比反而会下降等缺陷，难以应用在高增益变换场合；(2)输出接工频变压器，大大增加了系统的体积、重量和成本，难以适应铜铁原材料价格急剧上涨的今天；(3)采用高频变压器实现电气隔离和电压匹配，属于两级功率变换结构，输出容量和应用范围受到了限制。

因此，寻求一种具有输入端口、输出端口、蓄电池充放电开关单元构成的能量存储中间端口的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器及其光伏发电系统已迫在眉睫。这对于有效克服单级单相降压型逆变器无法直接应用于单相升压逆变场合和逆变器输入直流源输出能力降低时无法满足负载对电能的需要等缺陷、提高逆变器过载和短路能力及寿命、降低输入直流侧电磁干扰、拓宽电力电子学逆变技术理论、推动可再生能源发电产业的发展、发展节能型与节约型社会均具有重要的意义。

技术实现要素：

本发明的目的是要提供一种具有高增益、单级功率变换、变换效率高、成本低、过载和短路时可靠性高、输出中小容量等优点且具有输入端口、输出端口、蓄电池充放电开关单元构成的能量存储中间端口的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器。

本发明的技术方案在于：一种单级单相高增益升压型三端口集成逆变器，是由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成，并且储能开关的漏极、源极分别与储能电感的中心抽头、输入直流源负极性端相连接，带中心抽头的储能电感的两端并联有旁路开关，输入直流源、蓄电池的正极性端和带中心抽头的储能电感的两端之间连接一个蓄电池充放电开关单元；所述的蓄电池充放电开关单元是由充电支路开关、放电支路开关和阻断二极管构成，充电支路二极管的阳极、阴极分别与带中心抽头的储能电感的右侧端、充电支路开关的漏极相连接，充电支路开关的源极与放电支路开关的漏极、蓄电池的正极性端相连接，放电支路开关的源极与阻断二极管的阴极、带中心抽头的储能电感的左侧端相连接，阻断二极管的阳极与输入直流源的正极性端相连接，蓄电池的负极性端与输入直流源的负极性端相连接；所述的阻断二极管在放电支路开关导通时能有效避免蓄电池与输入直流源回路发生短路，蓄电池端电压ub大于输入直流源电压ui；所述的旁路开关与带中心抽头的储能电感构成一个独立的续流回路，所述的单相逆变桥、旁路开关是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；所述的旁路开关仅在带中心抽头的储能电感电流il1+il2n2/n1>it期间以高频开关方式工作且储能开关停止工作，其中il1、il2和n1、n2分别为带中心抽头的储能电感左侧、右侧部分的电流和匝数，it为带中心抽头的储能电感电流的限定值；所述的逆变器具有输入端口、输出端口、蓄电池充放电开关单元构成的能量存储中间端口，其三种供电模式为输入直流源对输出负载和蓄电池供电的模式1、输入直流源和蓄电池对输出负载供电的模式2、蓄电池对负载供电的模式3。

本发明是将“由单相逆变桥和单相lc滤波器依序级联构成的传统单级单相降压型(buck型)二端口逆变器电路结构”构建为“由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成，并且储能开关的漏极、源极分别与储能电感的中心抽头、输入直流源负极性端相连接，带中心抽头的储能电感的两端并联有旁路开关，输入直流源、蓄电池的正极性端和带中心抽头的储能电感的两端之间连接一个蓄电池充放电开关单元的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路结构”，即通过储能回路电感l1(对应线圈n1)小于释能回路电感l(对应线圈n1+n2)实现逆变器的高增益升压和通过集成蓄电池充放电开关单元增加一个能量存储中间端口，以实现输入直流源对输出负载和蓄电池供电的模式1、输入直流源和蓄电池对输出负载供电的模式2、蓄电池对负载供电的模式3三种供电模式。

本发明能够将不稳定、低幅值、劣质的直流电变换成稳定、高幅值、优质的单相输出正弦交流电，具有三个端口、单级功率变换、功率密度高、变换效率高、电压增益高、输出波形失真度低、过载和短路时可靠性高、寿命长、成本低等优点，适用于中小容量单相升压逆变场合，特别适用于光伏独立供电系统；随着双向可阻断igbt等新型器件的出现，这种逆变器不再必需串联二极管，解决了串联二极管的损耗问题，更加显示出其独特优势。

附图说明：

图1.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感位于输入直流母线正端时的电路结构。

图2.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感位于输入直流母线负端时的电路结构。

图3.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器原理波形。

图4.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器储能电感在dts期间的充磁等效电路。

图5.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在输出电压正半周、(1-d)ts期间的祛磁等效电路。

图6.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器储能电感在输出电压负半周、(1-d)ts期间的祛磁等效电路。

图7.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路拓扑实例一----单相电容滤波式电路原理图。

图8.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路拓扑实例二----单相电容电感滤波式电路原理图。

图9.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在功率从输入端口流向输出端口和中间端口时的供电模式1等效电路

图10.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在功率从输入端口和中间端口流向输出端口时的供电模式2效电路

图11.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在功率从中间端口流向输出端口时的供电模式3等效电路

图12.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器的输入与输出电压原理波形。

图13.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感l两端附加旁路开关时的电路结构

图14.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感l1两端附加旁路开关时的电路结构

图15.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感l2两端附加旁路开关时的电路结构

图16.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感l两端附加旁路开关、dts

期间的等效电路

图17.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感l两端附加旁路开关、输出电压正半周(1-d)ts期间的等效电路

图18.单级单相大升压比电流型逆变器在储能电感l附加旁路开关、输出电压负半周(1-d)ts期间的等效电路

图19.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感l两端附加旁路开关的拓扑实例一----单相电容滤波式电路。

图20.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在储能电感l两端附加旁路开关的拓扑实例二----单相电容电感滤波式电路。

图21.储能电感l两端附加旁路开关的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在功率从输入端口流向输出端口和中间端口时的供电模式1等效电路

图22.储能电感l两端附加旁路开关的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在功率从输入端口和中间端口流向输出端口时的供电模式2等效电路

图23.储能电感l两端附加旁路开关的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在功率从中间端口流向输出端口时的供电模式3等效电路

图24.具有光伏电池和蓄电池主从功率分配、光伏电池mppt和储能电感电流限定的非线性pwm单周期控制及输出电压反馈pwm控制、系统在三种不同供电模式下平滑无缝切换的能量管理控制框图。

图25.具有光伏电池和蓄电池主从功率分配、光伏电池mppt和储能电感电流限定的非线性pwm单周期控制及输出电压反馈pwm控制、系统在三种不同供电模式下平滑无缝切换的能量管理控制原理波形。

图26.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un>0和ui>|un|时dts期间的续流模态等效电路——s0、d0、s1导通，s、s2、s3、s4、s5、s6、d5截止。

图27.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un>0和ui>|un|时(1-d)ts期间的充磁模态等效电路——s1、s4、d5(或s6、d6、d5)导通，s0、d0、s、s2、s3、s5截止。

图28.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un>0和ui<|un|时dts期间的充磁模态等效电路——d5、s、s1导通，s0、s2、s3、s4、s5、s6截止。

图29.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un>0和ui<|un|时(1-d)ts期间的祛磁模态等效电路——d5、s1、s4、s6导通，s0、s、s2、s3、s5截止。

图30.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un<0和ui>|un|时dts期间的续流模态等效电路——d0、s0、s2导通，d5、s、s1、s3、s4、s5、s6截止。

图31.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un<0和ui>|un|时(1-d)ts期间的充磁模态等效电路——d5、s2、s3导通，s0、s、s1、s4、s5截止。

图32.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un<0和ui<|un|时dts期间的充磁模态等效电路——d5、s、s2导通，s0、s1、s3、s4截止。

图33.单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在un<0和ui<|un|时(1-d)ts期间的祛磁模态等效电路——d5、s2、s3、s6导通，s0、s、s1、s4、s5截止。

具体实施方式：

下面结合说明书附图及实施例对本发明的技术方案做进一步描述。

单级单相高增益升压型三端口集成逆变器，是由带中心抽头的储能电感、单相逆变桥和单相滤波器依序级联构成，并且储能开关的漏极、源极分别与储能电感的中心抽头、输入直流源负极性端相连接，带中心抽头的储能电感的两端并联有旁路开关，输入直流源、蓄电池的正极性端和带中心抽头的储能电感的两端之间连接一个蓄电池充放电开关单元；所述的蓄电池充放电开关单元是由充电支路开关、放电支路开关和阻断二极管构成，充电支路二极管的阳极、阴极分别与带中心抽头的储能电感的右侧端、充电支路开关的漏极相连接，充电支路开关的源极与放电支路开关的漏极、蓄电池的正极性端相连接，放电支路开关的源极与阻断二极管的阴极、带中心抽头的储能电感的左侧端相连接，阻断二极管的阳极与输入直流源的正极性端相连接，蓄电池的负极性端与输入直流源的负极性端相连接；所述的阻断二极管在放电支路开关导通时能有效避免蓄电池与输入直流源回路发生短路，蓄电池端电压ub大于输入直流源电压ui；所述的旁路开关与带中心抽头的储能电感构成一个独立的续流回路，所述的单相逆变桥、旁路开关是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；所述的旁路开关仅在带中心抽头的储能电感电流il1+il2n2/n1>it期间以高频开关方式工作且储能开关停止工作，其中il1、il2和n1、n2分别为带中心抽头的储能电感左侧、右侧部分的电流和匝数，it为带中心抽头的储能电感电流的限定值；所述的逆变器具有输入端口、输出端口、蓄电池充放电开关单元构成的能量存储中间端口，其三种供电模式为输入直流源对输出负载和蓄电池供电的模式1、输入直流源和蓄电池对输出负载供电的模式2、蓄电池对负载供电的模式3。

单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路结构与原理波形，如图1、2、3所示。图1、2、3中，ui、ub分别为输入直流源电压和蓄电池电压，n(n＝n1+n2)、n1、n2分别为整个储能电感及其中心抽头左侧和右侧部分绕组线圈的匝数，l、l1、l2分别为绕组n、n1、n2所对应的电感值，为l1与l2之间的互感(r为线圈n1和n2之间的耦合系数)，zl为单相输出无源负载阻抗，un为单相输出无源负载阻抗的相电压或单相交流电网电压。图1、2所示两种电路结构的工作原理和性能是完全相同的，只是电路连接有细微区别：带中心抽头的储能电感位于输入直流母线正端时，储能开关连接在储能电感中心抽头与输入直流源的负端之间，阻断二极管串接在正直流母线，蓄电池与输入直流源具有相同的负极性端；带中心抽头的储能电感位于输入直流母线负端时，储能开关连接在储能电感中心抽头与输入直流源的正端之间，阻断二极管串接在负直流母线，蓄电池与输入直流源具有相同的正极性端。两种电路结构中的储能开关是由mosfet或igbt、gtr等功率器件构成；单相逆变桥是由多个能承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；单相滤波器为单相电容滤波器或单相电容、电感滤波器；单相输出端可接单相交流无源负载zl，也可接单相交流电网un；输入直流源ui与阻断二极管之间可设置或不设置输入滤波器，设置输入滤波器能降低输入直流电流的脉动。以输入直流源ui向输出交流负载和蓄电池供电为例，当储能开关导通时，输入直流源ui对储能电感l1充磁，单相输出交流负载zl或单相交流电网un依靠单相滤波器维持供电；当储能开关截止时，储能电感l祛磁并且和输入直流电源ui共同向单相交流负载(或交流电网)和蓄电池供电。储能开关将输入直流电压ui调制成高度按正弦包络线规律变化的高频脉冲直流电流il1，il1被单相逆变桥逆变成三态调制电流波im且对蓄电池ub进行充电，经单相滤波后在单相交流负载上获得高质量的单相正弦电压un或在单相交流电网上获得高质量的单相正弦电流波in。需要补充的是，在储能开关开通和关断瞬间，整个储能电感绕组n的磁势与左侧部分绕组n1的磁势相等。

以图1所示电路结构和输入直流源ui分时向输出交流负载、蓄电池供电为例，单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在一个高频开关周期内的充磁、输出电压正半周和输出电压负半周祛磁等效电路，如图4、5、6所示。设储能开关和单相逆变桥功率开关的高频开关周期为ts，则储能开关导通时间ton在ts内的占空比d＝ton/ts。储能电感在一个高频开关周期ts内充磁和祛磁各一次,祛磁是输出交流回路和蓄电池充电支路进行的。由图4所示dts期间的充磁等效电路可知，

由图5、6所示(1-d)ts期间祛磁等效电路知，若此期间仅通过输出交流回路祛磁，则

实际上是通过输出交流回路和蓄电池充电支路分时祛磁，故稳态时由式(1)、(2)可得最大电压增益为

un/ui≤(1+dn2/n1)/(1-d)(3)

所述逆变器的最大电压增益(1+dn2/n1)/(1-d)总是大于1，并且大于传统升压型逆变器的电压增益1/(1-d)，通过利用储能回路电感l1(对应绕组n1)小于释能回路电感l(对应绕组n1+n2)来提高逆变器的电压增益以及通过集成蓄电池充放电开关单元增加一个能量存储中间端口从而实现三种供电模式，故称其为单级单相高增益升压型三端口集成逆变器。通过调节储能电感的中心抽头位置(即调节绕组匝数n1和n2)和逆变器的占空比，实现电压增益的调节。

本发明所述的逆变器是利用储能回路电感l1(对应绕组n1)小于释能回路电感l(对应绕组n1+n2)来提高逆变器的电压增益且通过集成蓄电池充放电开关单元来增加一个能量存储中间端口的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路结构，与单级单相降压型逆变器电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述逆变器具有新颖性和创造性，具有三个端口、变换效率高(意味着能量损耗小)、功率密度高(意味着体积、重量小)、电压增益高(意味着更低的直流电压可变换成更高的交流电压)、成本低、应用前景广泛等优点，是一种理想的节能降耗型单相逆变器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天更具有重要价值。

以图1所示电路结构为例，单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路拓扑实施例，如图7、8所示。图7、8分别为电容滤波式电路、电容电感滤波式电路，分别适用于对输出波形质量要求不太高和高的逆变场合。图7、8所示电路中，输入直流源ui为输入端口,输出交流负载zl或交流电网un为输出端口,蓄电池ub为能量存储中间端口，蓄电池端电压ub>ui，s6、d6为蓄电池充电支路开关，s5为蓄电池放电支路开关，d5为阻断二极管；储能开关s选用mosfet器件，也可选用igbt、gtr等器件；单相逆变桥选用igbt器件，也可选用mosfet、gtr等器件。单相逆变桥中的4个开关s1、s2、s3、s4分别顺向串联了1个阻断二极管d1、d2、d3、d4，构成能承受双向电压应力和单向电流应力的4个两象限功率开关，旨在确保逆变桥工作时避免交流滤波电容短路。随着双向可阻断igbt等新型器件的出现，这种逆变器不再必需串联二极管，解决了串联二极管的损耗问题。所述逆变器能将一种不稳定的低压直流电(如蓄电池、光伏电池、燃料电池、风力机等)变换成所需的稳定、优质、高压、单相正弦交流电，广泛应用于中小容量、升压场合的民用工业逆变电源(如通讯逆变器和光伏逆变器24vdc/220v50hzac、48vdc/220v50hzac)和国防工业逆变电源(如航空静止变流器27vdc/115v400hzac)等。

以图7所示电容滤波式电路为例，单级单相高增益升压型三端口集成逆变器存在三种供电模式，如图9、10、11所示。图9为供电模式1，功率从输入端口流向输出端口和中间端口,此时等效于一个单输入双输出变换器；图10为供电模式2，功率从输入端口和中间端口流向输出端口，此时等效于一个并联分时供电的双输入单输出逆变器；图11为供电模式3，功率从中间端口流向输出端口，此时等效于一个单输入单输出逆变器。

单级单相高增益升压型三端口集成逆变器的输入和输出电压原理波形，如图12所示。图4、5、6所示等效充磁和祛磁电路的粗实线表示相应期间电流流通的路径。从图4、5、6、12可知，在一个工频输出周期内，t1-t2、t3-t4期间(︱un︱＞ui)的任意一个高频开关周期内均存在储能电感l1的充磁阶段(dts期间)和祛磁阶段((1-d)ts期间)，满足boost型变换器的基本原理，输送到负载或电网的电流波形in质量高；在t0-t1、t2-t3、t4-t5期间(︱un︱＜ui)的任意一个高频开关周期ts内只存在储能电感l1和l的充磁而无祛磁，不满足boost型变换器的基本原理，导致输送到负载或电网的电流波形in畸变严重、输入直流侧电流过大、储能电感磁饱和等问题。

如果在t0-t1、t2-t3、t4-t5期间(︱un︱＜ui)或储能电感电流il1+il2n2/n1>带中心抽头的储能电感电流的限定值it，逆变器只存在(1-d)ts期间的输送功率阶段(充磁)而不存在dts期间的l1充磁阶段，则能有效改善甚至解决输出波形畸变、储能电感电流过大、储能电感磁饱和等问题。其实现方法是：逆变器中带中心抽头的储能电感两端附加一个能承受双向电压应力和单向电流应力的两象限旁路开关s0,附加的两象限旁路开关s0与带中心抽头的储能电感l、l1、l2构成一个独立的续流回路，如图13、14、15所示。仅在储能电感电流il1+il2n2/n1>it期间，旁路开关s0以高频开关方式工作为储能电感提供一个续流路径，且储能开关s停止工作，但输入直流源、蓄电池和储能电感l共同为输出负载提供能量的路径却保持不变。以图13电路结构为例，附加旁路开关s0的逆变器在dts、输出电压正半周和负半周(1-d)ts期间的等效电路，如图16、17、18所示。

以图13所示电路结构为例，单级单相高增益升压型三端口集成逆变器在带中心抽头的储能电感l两端附加旁路开关(s0-d0)的电路拓扑实施例，如图19、20所示。图19为单相电容滤波式电路，适用于对输出波形质量要求不太高的逆变场合；图20为单相电容电感滤波式电路，适用于对输出波形质量要求高的逆变场合。

以图19所示电容滤波式电路为例，储能电感l两端附加旁路开关的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器的三种供电模式，如图21、22、23所示。图21为供电模式1，功率从输入端口流向输出端口和中间端口,此时等效于一个单输入双输出变换器；图22为供电模式2，功率从输入端口和中间端口流向输出端口，此时等效于一个并联分时供电的双输入单输出逆变器；图23为供电模式3，功率从中间端口流向输出端口，此时等效于一个单输入单输出逆变器。

储能电感l两端附加旁路开关的单级单相高增益升压型三端口光伏集成逆变器独立供电时系统的能量管理控制策略，需要满足光伏电池、蓄电池和用电负载各端口的特性要求，即需要实现光伏电池和蓄电池的主从功率分配、输入端光伏电池发电mppt、输出电压稳定等功能，采用光伏电池和蓄电池主从功率分配、具有光伏电池mppt和储能电感电流限定的逆变桥调制电流非线性pwm单周期反馈及输出电压反馈pwm控制、系统在三种不同供电模式下平滑无缝切换的能量管理控制策略，如图24、25所示。该非线性pwm单周期控制策略是通过检测并反馈逆变器的调制电流im适时地调节逆变器的占空比以提高输出波形的质量，有效地克服这种逆变器采用传统线性pwm控制策略时输出波形存在畸变的固有缺陷。将逆变器的调制电流反馈信号imf经含高频复位开关sk的积分电路后得到电流平均值信号iavg，iavg经绝对值电路i后得到︱iavg︱，︱iavg︱与基准正弦信号ir的k倍信号kir经绝对值电路ii后得到的基准绝对值信号︱kir︱相比较得到了高频pwm信号ihf，ihf和恒频时钟信号ic分别作为rs触发器的复位端和置位端，rs触发器的输出端作为积分电路的高频积分复位信号(即复位开关sk的控制信号)，ir经过零比较后得到极性选通信号isy1，储能电感电流信号il1+il2n2/n1与储能电感电流的限定值it比较输出的信号isy2经d触发器得到的输出信号再跟rs触发器的输出信号分别相与得到储能开关s、旁路开关s0的控制信号；输出电压反馈信号un与基准信号unref的误差放大信号une与锯齿波信号经比较器ⅲ、ⅳ输出信号p、o，信号p、q经合适的逻辑电路后得到逆变桥功率开关s1、s2、s3、s4的控制信号，误差放大信号une经有效值电路后输出的有效值与门槛电压ut比较得到放电开关s5的选通信号，s5选通信号的反相信号为充电开关s6的选通信号。需要补充说明的是，图24、25所示非线性控制策略虽然是针对图13所示及其图19、20所示具有旁路开关s0的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路结构与拓扑进行论述的，但该控制策略完全适用于图1、2所示及其图7、8所示无旁路开关s0的单级单相高增益升压型三端口集成逆变器电路结构与拓扑，只要直接将作为s的控制信号即可。

单级单相高增益升压型三端口集成逆变器的电路拓扑性质，决定了调制电流im在图12所示t0-t1、t2-t3、t4-t5期间的值(︱un︱＜ui)大于期望值，调制电流im经积分器积分达到基准值的时间变短，在一个开关周期内增大了逆变器的占空比d和减小了1-d，有效改善了输出电压或并网电流波形质量。显然，积分电路每个开关周期复位一次，积分复位信号频率等于逆变器的开关频率。

设逆变器的占空比为d、开关周期为ts，则逆变器储能电感的储能、释能时间分别为dts、(1-d)ts，调制电流反馈信号imf经积分输出的信号iavg及其绝对值信号︱iavg︱分别为

式(4)、(5)表明，iavg、︱iavg︱分别为调制电流反馈信号imf及其绝对值信号︱imf︱的平均值。由于开关周期ts远小于输出电压周期，输出滤波电容cf端电压和负载电流in在一个ts内可看成近似恒定，因而在一个ts内输出滤波电容cf中的平均值电流近似为零，根据基尔霍夫电流定律可得在一个ts内负载电流in与调制电流im的平均值相等，即

式(4)、(5)(6)表明，如果调制电流反馈系数为1，则调制电流信号im与其反馈信号imf相等，在一个ts内负载电流in等于iavg。因此，通过控制基准正弦信号ir就可以有效控制负载电流in。当输入电压或负载变化时，通过调节ir来改变占空比d，可实现逆变器输出电流(输出功率)的稳定与调节，这正是逆变器的一个基本要求。由于调制电流反馈信号imf在一个ts内可以看成近似恒定，则

由(7)可得，

式(8)表明，1-d仅与ir/imf成正比、不与误差电流|ir-imf|成正比，故该控制策略称为非线性pwm单周期控制策略。

该能量管理控制策略实现了所述集成逆变器的三种供电模式。已知负载所需功率尽可能由主供电设备--光伏电池提供，负载所需的不足功率由从供电设备--蓄电池提供。当负载功率pn大于光伏电池的最大功率ppvmax时，输出电压un减小，当pi调节器输出电压une的有效值大于门槛比较电平ut时，滞环比较器输出高电平，蓄电池放电开关导通、充电开关截止，实现光伏电池和蓄电池在一个开关周期内分时向交流负载供电--模式2，显然蓄电池单独向负载供电--模式3属于模式2的极端情形；当负载功率pn＜光伏电池的最大功率ppvmax时，输出电压un增大，当pi调节器输出电压une的有效值降低到门槛比较电平ut以下时，滞环比较器输出低电平，蓄电池放电开关截止、充电开关导通，实现光伏电池在一个开关周期内分时向交流负载和蓄电池供电--模式1。因此，将输出反馈电压un与基准电压unref比较，经pi调节器后得到误差放大信号une，une经有效值检测电路后与门槛比较电平ut比较得到蓄电池充、放电开关的选通信号，同时une通过与锯齿波信号经比较器ⅲ、ⅳ输出信号p、o，信号p、q经合适的逻辑电路后得到逆变桥功率开关s1、s2、s3、s4的控制信号以及用来实现(1-d)ts期间单相逆变桥释能开关和蓄电池充电开关导通时间的合理分配，或实现dts期间输入源和蓄电池放电开关导通时间的合理分配。蓄电池充放电的安全管理，可通过稳压限流控制来实现。

以图20所示附加旁路开关s0的单相电容电感滤波式逆变器拓扑和供电模式1(功率从输入端口流向输出端口和中间端口)为例，论述这类逆变器在一个低频输出周期内的8种工作模态。每个区间包含多个开关周期ts，每个开关周期内逆变器包括两种不同的等效电路：储能电感的一次充磁回路和一次祛磁回路，或储能电感的一次续流回路和一次充磁回路。

当un>0且ui>|un|时，逆变器在一个开关周期ts中存在dts期间的续流模态和(1-d)ts期间的充磁模态，如图26、27所示。图26所示dts期间的续流模态，s0、d0、s1导通，s、s2、s3、s4、s5、s6、d5截止，l与d0、s0构成续流回路，储能电感电流保持不变，滤波电容cf、lf维持负载电流in；图27所示(1-d)ts期间的充磁模态，s0、d0、s、s2、s3、s5截止,s1、s4、d5(或s6、d6、d5)导通，ui、d5、l、s1、s4(或ui、d5、l、d6、s6)形成回路，逆变器向交流负载或蓄电池输送能量，储能电感电流以速率(ui–un)/l线性上升或以速率(ub–ui)/l线性下降，储能电感储能或释能。

当un>0且ui<|un|时，逆变器在一个开关周期ts中存在dts期间的充磁模态和(1-d)ts期间的祛磁模态，如图28、29示。图28示dts期间的充磁模态，d5、s、s1导通，s0、s2、s3、s4、s5、s6截止，ui、d5、l1、s形成回路，电感电流il1以速率ui/l1线性上升，滤波电容cf、lf维持负载电流in；图29所示(1-d)ts期间的祛磁模态，s0、s、s2、s3、s5截止,d5、s1、s4、s6导通，ui、d5、l、s1、s4(或ui、d5、l、d6、s6)形成回路，逆变器向交流负载或蓄电池输送能量，储能电感电流以速率(un–ui)/l或(ub–ui)/l线性下降，储能电感释放能量。

当un<0且ui>|un|时，逆变器在一个开关周期ts中存在dts期间的续流模态和(1-d)ts期间的充磁模态，如图30、31所示。图30所示dts期间的续流模态，d0、s0、s2导通，d5、s、s1、s3、s4、s5、s6截止，l与d0、s0构成续流回路，储能电感电流保持不变，滤波电容cf、lf维持负载电流in；图31所示(1-d)ts期间的充磁模态，s0、s、s1、s4、s5截止,d5、s2、s3导通，ui、d5、l、s2、s3(或ui、d5、l、d6、s6)形成回路，逆变器向交流负载或蓄电池输送能量，储能电感电流以速率(ui–|un|)/l线性上升或以速率(ub–ui)/l线性下降，储能电感储能或释能。

当un<0且ui<|un|时，逆变器在一个开关周期ts中存在dts期间的充磁模态和(1-d)ts期间的祛磁模态，如图32、33所示。图32示dts期间的充磁模态，d5、s、s2导通，s0、s1、s3、s4截止，ui、d5、l1、s形成回路，储能电感电流以速率ui/l1线性上升，滤波电容cf、lf维持负载电流in；图33所示(1-d)ts期间的祛磁模态，s0、s、s1、s4、s5截止,d5、s2、s3、s6导通，ui、d5、l、s2、s3((或ui、d5、l、d6、s6))形成回路，逆变器向交流负载或蓄电池输送能量，储能电感电流以速率(|un|–ui)/l或(ub–ui)/l线性下降，储能电感释放能量。