应用于三相直交流转换器的电压平衡控制方法及装置与流程

本公开是关于一种电压平衡控制方法及装置，特别是指一种应用于三相直交流转换器的电压平衡控制方法及装置。

背景技术：

现今，电源系统可分为三相电源及单相电源，若规格符合，可将单相负载接至三相电源，以节省单相电源的制作成本，但会造成三相电源间相与相之间的不平衡。三相直交流转换器常应用于再生能源独立系统或不间断电源供应系统，且三相直交流转换器的输出电压需具高品质特性，但输出电压的品质会因负载不平衡而受影响，例如，输出端的电感制作误差造成输出阻抗不匹配，考量由三相负载转为单相负载或当三相直交流转换器负载有变化时的情况。

此外，在已知技术中，使用直轴(d轴)交轴(q轴)正负零相序转换控制法，此控制法由于无电流回授控制输出电压，因此动态响应不佳。另外，有前案提出使用比例谐振控制器(proportionalresonantcontroller)来达到电压平衡控制，然而，此控制方法必需在输出端加装感测器元件以取得负载电流，因此无法使平衡效果达到最佳。

因此，如何有效地改善上述已知技术的问题，于负载平衡时，有效地降低输出电压与控制误差，进而使整体系统的性能提升，实已成为本领域技术人员的一大课题。

公开内容

本公开提供一种应用于三相直交流转换器的电压平衡控制方法及装置。

本公开应用于三相直交流转换器的电压平衡控制方法包括：通过一第一乘法器，将一线电容电压实际值与一正弦函数相乘，以产生一第一电压；通过一第一滤波器，提取第一电压的直流部分，以产生一误差直流成份；通过一第一减法器，将一目标电压振幅与误差直流成份相减，以产生一第二电压；通过一第一比例积分控制器，调整第二电压，以产生一振幅误差补偿值；以及通过一加法器，将振幅误差补偿值与目标电压振幅相加，以产生一振幅参考值。

本公开应用于三相直交流转换器的电压平衡控制装置为一芯片或具有芯片，并包括：一参考值调节器，用以输出一新参考值，其中，将一回授值输入至参考值调节器；一减法装置，连接至参考值调节器的输出端，并将新参考值与回授值相减；以及一电压调节器，连接至减法装置。

依据本公开的电压平衡控制装置，参考值调节器包括：一第一乘法器，用以输出一第一电压，其中，回授值及一正弦函数输入至第一乘法器；一第一滤波器，连接至第一乘法器，用以提取第一电压的直流部分，并输出一误差直流成份；一第一减法器，连接至第一滤波器，用以输出一第二电压，并将一目标电压振幅与误差直流成份相减；一第一比例积分控制器，连接至第一减法器，用以输出一振幅误差补偿值及调整第二电压；以及一加法器，连接至第一比例积分控制器，用以输出一振幅参考值，并将振幅误差补偿值与目标电压振幅相加。

依据本公开的电压平衡控制装置，参考值调节器还包括：一第二乘法器，用以输出一第三电压，其中，回授值及一余弦函数输入至第二乘法器；一第二滤波器，连接至第二乘法器，用以提取第三电压的相位部分，并输出一相位误差成份；一第二比例积分控制器，连接至第二滤波器，用以输出一相位误差补偿值及调整相位误差成份；一第二减法器，连接至第二比例积分控制器，用以输出一相位参考值，及将一目标电压相位与相位误差补偿值相减；以及一正弦波产生器，连接至第二减法器，用以输出一正弦波值，其中，相位参考值输入至正弦波产生器。

依据本公开的电压平衡控制装置，参考值调节器还包括：一第三乘法器，用以输出新参考值，其中，振幅参考值及正弦波值输入至第三乘法器。

为让本公开的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明。在以下描述内容中将部分阐述本公开的额外特征及优点，且此等特征及优点将部分自所述描述内容显而易见，或可通过对本公开的实践获得。本公开的特征及优点借助于在权利要求中特别指出的元件及组合来达成。应理解，前文一般描述与以下详细描述两者均仅为例示性及解释性的，且不想约束本公开所主张的范围。

附图说明

图1为本公开的电压平衡控制装置的电路架构的示意图；

图2为本公开的电压平衡控制方法的流程图；

图3显示本公开的电压平衡控制装置的振幅参考值单元的方块图；

图4显示本公开的电压平衡控制装置的相位参考值单元的方块图；

图5a、图5b显示本公开的电压平衡控制装置的ab相与bc相的振幅参考值及相位参考值与电压调节器及脉宽调变产生器的方块图；

图6显示本公开的电压平衡控制装置的方块图；

图7a为未使用本公开的振幅控制的模拟结果；

图7b为依据本公开的实施例显示振幅控制的模拟结果；

图8a为未使用本公开的相位控制的模拟结果；

图8b为依据本公开的实施例显示相位控制的模拟结果；

图9a为未使用本公开的振幅控制及相位控制的模拟结果；以及

图9b为依据本公开的实施例显示振幅控制及相位控制的模拟结果。

【附图中本公开实施例主要元件符号说明】

1直交流转换器；

3-1、3-2、8电压平衡控制装置；

5振幅参考值单元；

5aab相振幅参考值单元；

5bbc相振幅参考值单元；

7相位参考值单元；

7aab相相位参考值单元；

7bbc相相位参考值单元；

10第一乘法器；

11第一滤波器；

12第一减法器；

13第一比例积分控制器；

14加法器；

20第二乘法器；

21第二滤波器；

22第二比例积分控制器；

23第二减法器；

24a,24b正弦波产生器；

30、30a、30b参考值调节器；

31aab相第三乘法器；

31bbc相第三乘法器；

32,32a,32b减法装置；

33,33a,33b电压调节器；

34脉宽调变产生器；

cdc直流链电容器；

cfa,cfb,cfc滤波电容器；

ed直流链电压；

lfa,lfb,lfc滤波电感器；

q1,q2,q3,q4,q5,q6开关元件；

s10至s20步骤。

具体实施方式

以下通过具体的实施例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所公开的内容轻易地了解本公开的优点与功效，也可通过不同的具体实施形态加以施行或应用。

本公开提出电压平衡控制方法及装置，针对输出电压做有效值振幅及相位分析及补偿，使得输出负载匹配不平衡时可达到输出电压平衡。

本公开所提出的电压平衡控制方法及装置，可应用于直交流转换器1，图1显示三相直交流转换器1的电路架构，直交流转换器1包含直流链电容器cdc、六个开关元件q1～q6、三个滤波电感器lfa、lfb、lfc、以及三个滤波电容器cfa、cfb、cfc组成的滤波电路，其中，每两个开关元件即组成独立相位，例如开关元件q1～q2组成a相位，开关元件q3～q4组成b相位，开关元件q5～q6组成c相位。另外，ed为直流链电压，via为直交流转换器的a相的交流电压，iia为直交流转换器的a相的交流电流，vca为a相的交流滤波电容电压，ica为a相的交流滤波电容电流，ila为a相的负载电流，其余b相及c相的参数依此类推；vcab为ab线电容电压实际值(即为ab两相电容电压vcab)，vcbc为bc线电容电压实际值(即为bc两相电容电压vcbc)。

本公开提供一种应用于三相直交流转换器的电压平衡控制方法，如图2至图5a、图5b所示，该方法包括以下步骤s10至s20。

在图2的步骤s10中，通过图3的一第一乘法器10，将一线电容电压实际值vcab与一正弦函数sinθ相乘，以产生一第一电压a1_ab。

在图2的步骤s11中，通过图3的一第一滤波器11，提取第一电压a1_ab的直流部分，以产生一误差直流成份a2_ab。

在图2的步骤s12中，通过图3的一第一减法器12，将一目标电压振幅vl^rms与误差直流成份a2_ab相减，以产生一第二电压a3_ab，第二电压a3_ab又可视为振幅误差成份。实际上，因为运算的系数关系，如下方公式(4)所示，使得目标电压振幅vl^rms需除以后，再与误差直流成份a2_ab相减。

在图2的步骤s13中，通过图3的一第一比例积分控制器13，调整第二电压a3_ab，以产生一振幅误差补偿值δvcab。

在图2的步骤s14中，通过图3的一加法器14，将振幅误差补偿值δvcab与目标电压振幅相加，以产生一振幅参考值amplitude_ab。实际上，为取得目标电压振幅vl^rms的峰值，因此将乘以后，再与振幅误差补偿值δvcab相加，详细如下方公式(6)所示。

在图2的步骤s15中，通过图4的一第二乘法器20，将线电容电压实际值vcab与一余弦函数cosθ相乘，以产生一第三电压p1_ab。

在图2的步骤s16中，通过图4的一第二滤波器21，提取第三电压p1_ab的相位部分，以产生一相位误差成份p2_ab。

在图2的步骤s17中，通过图4的一第二比例积分控制器22，调整相位误差成份p2_ab，以产生一相位误差补偿值δφab。

在图2的步骤s18中，通过图4的一第二减法器23，将一目标电压相位θ与相位误差补偿值δφab相减，以产生一相位参考值phase_ab。

在图2的步骤s19中，通过图5a的一正弦波产生器24a，接收相位参考值phase_ab，以产生一正弦波值sin(θ-δφab)。

在图2的步骤s20中，通过图5a的一ab相第三乘法器31a，将振幅参考值amplitude_ab与正弦波值sin(θ-δφab)相乘，以产生一控制电压参考值v*cab，控制电压参考值v*cab为控制命令值(controlcommand)。

图3显示本公开的电压平衡控制装置的振幅参考值单元5(以ab相为例)的方块图，振幅参考值的控制的说明如下。

理想三相直交流转换器的ab相电容的输出线电压为正弦波函数，如公式(1)所示：

其中，em为电压峰值参考值，为参考线电压有效值，v^*cab_ideal为理想控制电压参考值。

然而，实际三相直交流转换器的输出电压参考值在振幅及相位会有误差，在此假设如公式(2)所示：

其中，vcab为线电容电压实际值，为ab相的电压峰值参考值，θ为相位，φab为相位差。

利用第一乘法器10，将线电容电压实际值vcab与正弦函数sinθ相乘，可产生第一电压a1_ab，如公式(3)所示：

其中，θ为相位，vcab为线电容电压实际值，φab为相位差，为ab相的电压峰值参考值。

由公式(3)中可看出，第一电压a1_ab包含直流成份及2倍角频率成份，第一电压a1_ab经过第一滤波器(filter)11，例如移动平均滤波器(movingaveragefilter)或可提取电流值的装置，并且假设相位差φab非常小时，可产生误差直流成份a2_ab，如公式(4)所示：

其中，为ab相的电压峰值参考值，φab为相位差，为ab线电压有效值。

接着，再利用第一减法器12将目标电压振幅vl^rms(因为运算的系数关系，因此将除以)与误差直流成份a2_ab相减，可获得第二电压a3_ab，如公式(5)所示：

其中，为目标电压振幅，为ab相的电压峰值参考值，φab为相位差，第二电压a3_ab又可视为振幅误差成份。

此误差直流成份a2_ab经过第一比例积分控制器(proportional-integralcontroller,picontroller)13计算后可得到振幅误差补偿值δvcab，利用加法器14将目标电压振幅vl^rms(为取得目标电压振幅vl^rms的峰值，因此将乘以)加上振幅误差补偿值δvcab，即可得到振幅参考值amplitude_ab，如公式(6)所示：

上述已详细说明本公开的电压平衡控制装置的振幅参考值控制，本公开的电压平衡控制装置也包含相位参考值控制，图4显示本公开的电压平衡控制装置的相位参考值单元7(以ab相为例)的方块图，相位参考值的控制的详细说明如下。

假设三相直交流转换器的输出电压参考值如公式(2)所示，利用第二乘法器20将线电容电压实际值vcab与一余弦函数cosθ相乘，可产生第三电压p1_ab，如公式(7)所示：

其中，θ为相位，为ab相的电压峰值参考值，φab为相位差。

由公式(7)中可看出，第三电压p1_ab包含直流成份及2倍角频率成份，第三电压p1_ab经过第二滤波器21(例如，移动平均滤波器)，并且假设相位差φab非常小时，可得到相位误差成份p2_ab，如公式(8)所示：

其中，为ab相的电压峰值参考值，φab为相位差。

此相位误差成份p2_ab经过第二比例积分控制器22后，可产生相位误差补偿值δφab，利用第二减法器23将目标电压相位θ与相位误差补偿值δφab相减，可得到相位参考值phase_ab，如公式(9)所示：

phase_ab＝θ-δφab(9)

接着，利用一正弦波产生器24a接收相位参考值phase_ab，可获得一正弦波值sin(θ-δφab)。

之后，利用ab相第三乘法器31a将振幅参考值amplitude_ab与正弦波值sin(θ-δφab)相乘，即可获得控制电压参考值如公式(10)所示。

同理，也可获得bc相的控制电压参考值如公式(11)所示。

请参阅图5a、图5b，显示本公开的电压平衡控制装置3-1(前半部分)与3-2(后半部分)，电压平衡控制装置3-1包括参考值调节器30a与30b；见图5b，电压平衡控制装置3-2包括减法装置32a、32b、电压调节器(voltageregulator)33a、33b及脉宽调变产生器(pulsewidthmodulatorgenerator,pwmgenerator)34。其中，如图5a所示，参考值调节器30a包含ab相振幅参考值单元5a(如图3所示的振幅参考值单元5)、ab相相位参考值单元7a(如图4所示的相位参考值单元7)、正弦波产生器24a及ab相第三乘法器31a，其中ab相振幅参考值单元5a输出振幅参考值amplitude_ab到ab相第三乘法器31a，ab相相位参考值单元7a输出相位参考值phase_ab到正弦波产生器24a，ab相第三乘法器31a输出ab相的控制电压参考值参考值调节器30b包含bc相振幅参考值单元5b(类似图3所示的振幅参考值单元5，差异在于输入为bc线电容电压实际值vcbc)、bc相相位参考值单元7b(类似图4所示的相位参考值单元7，差异在于输入为bc线电容电压实际值vcbc)、正弦波产生器24b及bc相第三乘法器31b，其中bc相振幅参考值单元5b输出振幅参考值amplitude_bc到bc相第三乘法器31b，bc相相位参考值单元7b输出相位参考值phase_bc到正弦波产生器24b，bc相第三乘法器31b输出bc相的控制电压参考值v^*cbc。如图5b所示，通过减法装置32a，ab相控制电压参考值vcab^*与ab线电容电压实际值vcab相减，并且进入电压调节器33a与脉宽调变产生器34；通过减法装置32b，bc相的控制电压参考值v^*cbc与bc线电容电压实际值vcbc相减，并且进入电压调节器33b与脉宽调变产生器34。如图5a、图5b所示，通过控制ab相与bc相的控制电压参考值vcab^*、可运用至各种控制器，经电压调节器33a、33b后得到开关信号的调变因子(modulationindex)，进而控制开关元件q1～q6的开关信号，使三相直交流转换器的输出电压达到平衡。

图6显示本公开的电压平衡控制装置8的方块图。电压平衡控制装置8可为一芯片或具有芯片，并包括一参考值调节器30、一减法装置32与一电压调节器33。图6的参考值调节器30对等图5a的参考值调节器30a、30b。图6的减法装置32对等图5b的减法装置32a、32b。图6的电压调节器33对等图5b的电压调节器(voltageregulator)33a、33b。参考值调节器30用以输出一新参考值(newreference)，其中，将一回授(feedback)值输入至参考值调节器30以及减法装置32。减法装置32连接至参考值调节器30的输出端，并将新参考值与回授值相减，回授值为实际量测值，例如ab线电容电压实际值vcab或bc线电容电压实际值vcbc。参考值为已知的波形，例如，正弦函数sinθ或余弦函数cosθ。电压调节器33连接至减法装置32。新参考值(newreference)对等ab相与bc相的控制电压参考值vcab^*、

图6的参考值调节器30可包括图3振幅参考值单元5的一第一乘法器10、一第一滤波器11、一第一减法器12、一第一比例积分控制器13与一加法器14，也就是图3振幅参考值单元5为参考值调节器30的一部分。第一乘法器10用以输出一第一电压a1_ab，其中，线电容电压实际值vcab及一正弦函数sinθ输入至第一乘法器10。第一滤波器11连接至第一乘法器10，用以提取第一电压a1_ab的直流部分，并输出一误差直流成份a2_ab。第一减法器12连接至第一滤波器11，用以输出一第二电压a3_ab(振幅误差成份)，并将一目标电压振幅vl^rms(因为运算的系数关系，因此将除以)与误差直流成份a2_ab相减。第一比例积分控制器13连接至第一减法器10，用以输出一振幅误差补偿值δvcab及调整第二电压a3_ab，第二电压a3_ab又可视为振幅误差成份。加法器14连接至第一比例积分控制器13，用以输出一振幅参考值amplitude_ab，并将振幅误差补偿值与目标电压振幅vl^rms(为取得目标电压振幅vl^rms的峰值，因此将乘以)相加。

图6的参考值调节器30进一步包括图4相位参考值单元7的一第二乘法器20、一第二滤波器21、一第二比例积分控制器22、一第二减法器23，也就是图4相位参考值单元7为图6的参考值调节器30的一部分。图4的第二乘法器20用以输出一第三电压p1_ab，其中，线电容电压实际值vcab及一余弦函数cosθ输入至第二乘法器20。第二滤波器21连接至第二乘法器20，用以提取第三电压p1_ab的相位部分，并输出一相位误差成份p2_ab。第二比例积分控制器22连接至第二滤波器21，用以输出一相位误差补偿值δφab及调整相位误差成份p2_ab。第二减法器23连接至第二比例积分控制器22，用以输出一相位参考值phase_ab(phase_ab＝θ-δφab)，及将一目标电压相位θ与相位误差补偿值δφab相减。在一实施例，参考值调节器30也可包括图5a，正弦波产生器24a连接至ab相相位参考值单元7a，用以输出一正弦波值sin(θ-δφab)，其中，相位参考值phase_ab输入至正弦波产生器24a。ab相第三乘法器31a输出控制电压参考值v*cab，其中，振幅参考值amplitude_ab及正弦波值sin(θ-δφab)输入至ab相第三乘法器31a；bc相第三乘法器31b输出控制电压参考值v*cbc，振幅参考值amplitude_bc及正弦波值输入至bc相第三乘法器31b。

图7a为未使用本公开的振幅控制的模拟结果，图7b为使用本公开的振幅控制的模拟结果，由图7a及图7b中可看出，控制电压参考值v*cab为取样并保持(sampleandhold)的输出电压参考值，因此为锯齿波，且本公开对原始控制命令补偿(compensate)且微调(modulate)，使得补偿后的控制电压参考值v*cab更能精准追踪(track)线电容电压实际值vcab。图7a的最下图代表未进行电压振幅补偿状态，振幅误差补偿值(δvcab)具有振幅误差补偿值为0，此时(见中图)振幅误差成份a3_ab具有振幅误差约为4v，此时(见上图)控制电压参考值v*cab偏离线电容电压实际值vcab。图7b的最下图代表已进行电压振幅补偿状态，振幅误差补偿值(δvcab)具有振幅误差补偿值约为11v，此时(见中图)振幅误差成份a3_ab具有振幅误差为0v，消除原本的振幅误差，此时(见上图)控制电压参考值v*cab贴近线电容电压实际值vcab。因此，未使用本公开的振幅控制的模拟结果有振幅误差约为4v，而使用本公开的图3振幅参考值单元5的振幅误差为0v，且本公开的比例积分控制器(第一比例积分控制器13)会产生振幅误差补偿值δvcab约为11v，使输出电压振幅达到平衡。

图8a为未使用本公开的相位控制的模拟结果，图8b为使用本公开的相位控制的模拟结果，也就是，本公开对原始控制电压参考值作相位补偿，产生补偿后的控制电压参考值v*cab，借以达到输出结果接近线电容电压实际值vcab，由图8a及图8b中可看出，图8a的最下图代表未进行相位补偿状态，相位误差补偿值(δφab)具有相位误差补偿值为0rad，此时(见中图)相位误差成份p2_ab具有相位误差约为0.14rad，此时(见上图)控制电压参考值v*cab偏离线电容电压实际值vcab。图8b的最下图代表已进行相位补偿状态，相位误差补偿值(δφab)具有相位误差补偿值约为0.14rad，此时(见中图)相位误差成份p2_ab具有相位误差为0rad，消除原本的相位误差，此时(见上图)控制电压参考值v*cab贴近线电容电压实际值vcab。未使用本公开的相位控制的模拟结果有相位误差约为0.14rad，而使用本公开的图4相位参考值单元7的相位误差为0rad，且本公开的比例积分控制器(第二比例积分控制器22)也会产生相位误差补偿值约为0.14rad，进而使输出电压相位达到平衡。经过本公开的图3振幅参考值单元5的振幅补偿与图4相位参考值单元7的相位补偿后，其控制电压参考值v*cab十分趋近线电容电压实际值vcab。

图9a为未使用本公开的振幅控制及相位控制的模拟结果，在切换频率为6.48khz的情况下，其输出电压参考值与可表示如公式(12)及公式(13)所示：

图9b为使用本公开的振幅控制及相位控制的模拟结果，在切换频率也为6.48khz的情况下，其ab相及bc相的控制电压参考值与可分别表示如公式(14)及公式(15)所示：

图9a及图9b所示的模拟结果包含三相输出电压、电流及电压有效值的比较结果，其中，vcab为ab线电容电压实际值，vcbc为bc线电容电压实际值，vcca为ca线电容电压实际值，ila为a相的负载电流，ilb为b相的负载电流，ilc为c相的负载电流vcab_rms为ab线电容电压的有效值，vcbc为bc线电容电压的有效值，vcca为ca线电容电压的有效值，图9a的模拟情况为a相的负载未连接时的不平衡状况且未使用本公开的振幅及相位的控制机制，此时a相的输出负载电流为0a，三相的输出电压超过目标值440v，其中vcab_rms为440.3v、vcbc_rms为447.7v、vcca_rms为432.1v，且输出三相电压不平衡为1.8％，且各相的输出电压有效值有电压不平衡的状况约为8v；图9b的模拟情况为a相的负载未连接时的不平衡状况且使用本公开的振幅及相位的控制机制后，三相的输出电压皆控制在目标值440v，其中vcab_rms、vcbc_rms、vcca_rms为439.6v，且输出三相电压不平衡为0.09％，且各相的输出电压有效值达到平衡，因此，使用本公开的电压平衡控制方法及装置后明显改善因负载阻抗匹配不平衡时所造成的输出电压不平衡的状况。

综上所述，在考量输出负载不平衡的状况下(例如，输出交流滤波器的电感制作误差会造成输出阻抗不匹配，输出端压降不同会导致输出电压不平衡，或者将单相的负载转为三相的负载时会造成输出阻抗不匹配)，本公开提出应用于三相直交流转换器的电压平衡控制方法及其装置，也就是，对输出控制电压参考值v*cab进行振幅和相位补偿，借以达到输出结果接近线电容电压实际值vcab，换言之，本公开参考值调节器直接调整原控制命令(参考值reference)，并且与回授值(feedback)作比较，得到新的控制命令(新参考值newreference)，借此调整控制器，不仅于输出阻抗不匹配时可达到输出三相的电压平衡控制，于负载平衡时也可改善控制器的参数调整误差，进而提升控制器的精准度，并且本公开所提出的电压平衡控制方法及其装置均可适用于各种控制器，应用范围相当广泛。

上述实施例仅例示性说明本公开的原理、特点及其功效，并非用以限制本公开的可实施范畴，任何本领域技术人员均可在不违背本公开的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰与改变。任何运用本公开所揭示内容而完成的等效改变及修饰，均仍应为申请保护范围所涵盖。因此，本公开的权利保护范围，应如权利要求书所列。