一种无桥功率因数校正电路的控制方法与流程

本发明涉及功率因数校正电路，尤其涉及一种无桥功率因数校正电路的控制方法。

[

背景技术：
]

随着电力电子技术的发展，非线性电力电子装置设备得到了广泛的应用，但同时也给电网造成很严重的谐波污染，因此功率因数校正(powerfactorcorrection，简称pfc)电路技术需要广泛的推广应用，使电力电子装置输入电流谐波满足国际国内标准要求。

无桥pfc电路较传统有桥pfc电路可以减少通态损耗，有较高的转换效率，逐步成为功率因数校正领域主流的应用技术。

图腾柱(totem-pole)无桥pfc电路通常工作在临界模式(criticalmode,crm)，具有开关元件软开关功能，实现较高的转换效率，但存在输入输出纹波电流过大的问题，目前多采用两路交错，将两路输入纹波电流进行互补叠加，大大降低输入输出纹波电流，在中小功率场合得到广泛的应用。

crm模式技术关键点在于如何检测pfc电流过零点。传统的做法(如图1所示)直接在pfc电感处串联电流检测元件，这种做法存在检测成本较高的问题；申请号为201210028511.5的发明(如图2所示)提出在各个mos处串联电流检测元件，同样存在检测成本高的问题；申请号为201310466156.4的发明(如图3所示)通过检测pfc的电感电压翻转信号来判定电流过流点，但该技术需要在电流未过零前，提前关断续流开关管驱动才可以实现，即需要全部或部分牺牲续流开关管的同步整流功能，降低了转换效率。

[

技术实现要素：
]

本发明要解决的技术问题是提供一种转换效率较高的无桥功率因数校正电路的控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种无桥功率因数校正电路的控制方法，无桥功率因数校正电路包括交流电源模块、功率模块和控制模块，功率模块包括复数路交错pfc电路和电容，每路交错pfc电路包括一个电感和一对开关管，电感的第一端接交流电源模块，第二端分别通过所述的一对开关管连接到电容的两端，所述控制模块采样所述电感的电压，进行积分处理；当积分值大于设定值时，关闭续流的开关管，开通主开关管。

以上所述的控制方法，控制模块包括控制器和与交错pfc电路对应的分控电路，分控电路包括电感电压采样电路、积分电路和比较电路，电感电压采样电路接所述电感的两端，积分电路接电感电压采样电路的输出端，积分电路的输出端接比较电路的第一输入端，比较电路的第二输入端接控制器的比较电平输出端，比较电路的输出端接控制器。

以上所述的控制方法，电感电压采样电路包括第一运算放大器、4个电阻和2个电容，所述电感的第一端通过电阻第一电阻接第一运算放大器的反相输入端，电感的第二端通过电阻第三电阻接第一运算放大器的同相输入端；第一运算放大器的同相输入端通过电阻第二电阻接地，第一电容与电阻第二电阻并接；第一运算放大器的反相输入端通过第四电阻接第一运算放大器的输出端，第二电容与第四电阻并接，第一运算放大器的输出端为电感电压采样电路的输出端。

以上所述的控制方法，所述的电感包括辅助感应绕组、电感电压采样电路包括第五电阻、第六电阻、第三电容和第二运算放大器；辅助感应绕组的第一端通过第五电阻接第二运算放大器的同相输入端，辅助感应绕组的第二端接地；第二运算放大器的同相输入端通过第六电阻和第三电容接地；第二运算放大器的反相输入端接第二运算放大器的输出端，第二运算放大器的输出端为pfc电感辅助绕组感应电压电路的采样输出电压的输出端。

以上所述的控制方法，积分电路包括第三运算放大器、第七电阻、第八电阻和第四电容；第三运算放大器的反相输入端通过第八电阻接电压检测电路的采样输出电压，通过第四电容接第三运算放大器的输出端，第三运算放大器的同相输入端通过第七电阻接地；第三运算放大器的输出端为积分电路的积分电压输出端。

以上所述的控制方法，分控电路包括积分清零电路，积分清零电路包括限流电阻和清零开关管，清零开关管和限流电阻与积分电路的第四电容串联，清零开关管的控制端接控制器的清零控制信号输出端。

以上所述的控制方法，控制模块以比较电路比较信号的翻转作为每一路交错pfc电路控制的起始点，当积分电路输出的积分电压大于控制器设定的比较电平时，比较电路的比较信号翻转，控制器首先关闭续流开关管的驱动，同时输出清零控制信号，将积分电路清零，为下一周期的积分做准备，续流开关管与主开关管之间设置死区延迟时间，以保障续流开关管、主开关管之间不会发生直通；死区延迟时间设置后，关闭清零控制信号，开始下一周期的积分，同时开通主开关管驱动，给定主开关管的导通时间，经过死区延迟时间后，开通续流开关管的驱动，修正设定的比较电平，等待下一个比较信号翻转。

以上所述的控制方法，交流输入电压瞬时值小于等于二分之一输出电压时，比较电平设置为负值；交流输入电压瞬时值大于等于二分之一输出电压时，比较电路的比较电平设置为零。

本发明的控制方法对pfc电感上的电压采样并进行积分，按积分信号进行控制处理，实现pfc电感电流的准确检测，提高了转换效率，降低了系统成本。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是现有技术crm模式电流采样装置的电路图。

图2是申请号为201210028511.5的发明中的无桥pfc电路的电路图。

图3是申请号为201310466156.4的发明中的无桥pfc电路的电路图。

图4是本发明实施例无桥功率因数校正电路的电路图。

图5是本发明实施例高阻分压电压检测电路的电路图。

图6是本发明实施例辅助绕组感应电压检测电路的电路图。

图7是本发明实施例信号积分电路的电路图。

图8是本发明实施例信号积分清零电路的电路图。

图9是本发明实施例无桥功率因数校正电路控制方法的时序图。

图10是本发明实施例本比较电平设置逻辑图。

[具体实施方式]

本发明实施例无桥功率因数校正电路的结构如图4所示，包括交流电源模块、功率模块和控制模块，

交流电源模块1包括交流电源、二极管d1和二极管d2。

功率模块包括两路交错pfc电路和电容c1，第一路交错pfc电路包括pfc电感l1、开关管q1和q2，第二路交错pfc电路包括pfc电感l2、开关管q31和q4。pfc电感l1的第一端接交流电源模块的输入端vin，第二端分别通过开关管q1和q2连接到电容c1的两端。pfc电感l2的第一端接交流电源模块的输入端vin，第二端分别通过开关管q31和q4连接到电容c1的两端。

本发明实施例的无桥功率因数校正电路通过对pfc电感上的电压进行检测，进行积分处理，根据电感电压电流关系式：工作在crm模式的初始io＝0，所以积分信号与pfc电感上电流成一一对应的线性关系。该检测方式比增加电流检测装置方法大大降低了成本，无须额外串联电路，不增加导通损耗，提高了转换效率。为了避免积分电路固有的累加记忆功能带来的影响，控制器在每个开关周期前对积分电路输出电平做清零处理，清零时间选取在续流开关管截至后、主开关管导通前死区时间段，保障积分信号与pfc电感电流一一对应的线性关系准确性，提高控制精度。

现有技术在交流输入电压瞬时值(vin)小于二分之一输出电压(vout)时，依靠续流开关管寄生的二极管反向恢复电流只能使主开关管的vds电压降低到vout-2vin，此条件控制器将比较电路的比较电平设置为负值，引入一定的负电流，利用这个负电流去拉通开关元件的体二极管，从而实现开关元件的零电压导通(参见申请号为201210028511.5发明的内容)。

实施例：

pfc电感电压采样电路实施例：

pfc电感两端之间的电压与控制器不共地，不能采样简单的串联阻容分压电路。

本发明实施例优选的电压检测电路(电感电压采样电路)可以采用高阻分压电路，如图5所示，包括运算放大器u1-a、电阻r1至r4、电容c1和c2。电感l1的第一端通过电阻r1接运算放大器u1-a的反相输入端，电感l1的第二端通过电阻r3接运算放大器u1-a的同相输入端。运算放大器u1-a的同相输入端通过电阻r2接地，电容c1与电阻r2并接。运算放大器u1-a的反相输入端通过电阻r4接运算放大器u1-a的输出端，电容c2与电阻r4并接，运算放大器u1-a的输出端为高阻分压电路的采样输出电压的输出端。

高阻分压电路优选r1＝r3、r2＝r4，阻值选择需满足安规安全要求，电容c1、c2为滤波所用，减少外界对电路的影响。

电路输入输出关系式为：满足线性关系，既可保障采样电路的准确性，又可保障电路设计的安全性。

本发明实施例优选的电压检测电路(电感电压采样电路)也可以采用pfc电感辅助绕组感应电压电路。

pfc电感辅助绕组感应电压电路如图6所示，包括辅助感应绕组l1-a、电阻ra1、电阻ra2、电容ca1和运算放大器ua1-a。辅助感应绕组l1-a的第一端通过电阻ra1接运算放大器ua1-a的同相输入端，辅助感应绕组l1-a的第二端接地。运算放大器ua1-a的同相输入端通过电阻ra2和电容ca1接地。运算放大器ua1-a的反相输入端接运算放大器ua1-a的输出端，运算放大器ua1-a的输出端为pfc电感辅助绕组感应电压电路的采样输出电压的输出端。

辅助感应绕组l1-a与l1电感绕组满足安全绝缘隔离要求，匝比为n，l1-a两端电压与控制器共地，可以采用简单的阻容分压电路实现，电路输入输出关系式为：满足线性关系。

积分电路实施例：

本发明实施例优选的信号积分电路如图7所示，包括运算放大器ua2-a、电阻ra3、电阻ra4和电容ca2。运算放大器ua2-a的反相输入端通过电阻ra4接电压检测电路的采样输出电压，通过电容ca2接运算放大器ua2-a的输出端，运算放大器ua2-a的同相输入端通过电阻ra3接地。运算放大器ua2-a的的输出端为积分电路的积分电压输出端。

电阻ra4组成一电流源，为电容ca2进行充放电，实现电路输出信号与输入信号的积分为线性关系。电路输入输出关系式为：

其中，vingegral为积分电压，pfclvout为采样检测电压(采样输出电压)。

积分清零电路实施例：

本发明实施例优选的积分清零电路如图8所示，包括限流电阻ra5、开关管qa1和qa2，开关管qa1、qa2、限流电阻ra5与电容ca2串联，开关管qa1和qa2的控制端接控制器的清零控制信号输出端。

电路中pwmzero信号由控制器发出，平时为低电平，开关管qa1和qa2处于截至状态，电容ca2无法通过电阻ra5放电，当处于在续流开关管截至后、主开关管导通前死区时间段时，pwmzero信号置高，开关管qa1和qa2处于导通状态，电容ca2快速通过电阻ra5放电，将电容ca2的电压降为零。

控制过程：

本发明实施例无桥功率因数校正电路的控制时序如图9所示，电路图如图4所示。控制模块以比较电路比较信号的翻转作为每一路交错pfc电路的控制的起始点。当积分电路输出的积分电压大于控制器设定的比较电平时，比较电路的比较信号翻转，控制器首先关闭续流开关管的驱动，同时将清零控控制信号(pwmzero)置于高电平，将积分电路清零处理，为下一周期的积分做准备，续流开关管与主开关管之间设置死区延迟时间tdelay，以保障续流开关管、主开关管之间不会发生直通的情况，死区延迟时间tdelay后，先将清零(pwmzero)信号置于低电平，开始下一周期的积分，同时开通主开关管驱动，根据恒定vout控制算法，给定主开关管的导通时间ton，然后同样经过死区延迟时间tdelay，开通续流开关管的驱动，同时修正给定比较电平，等待下一个比较信号翻转，周而复始。

如图10所示，本发明实施例在交流输入电压瞬时值(vin)小于等于二分之一输出电压(vout)时，比较电平设置为负值。交流输入电压瞬时值(vin)大于等于二分之一输出电压(vout)时，控制器将比较电路的比较电平设置为零，无须引入一定的负电流，避免负电流带来的效率降低，以保障转换效率。

本发明以上实施例通过对pfc电感上的电压进行积分，通过对积分信号进行控制处理，在不需要牺牲续流开关管同步整流功能、不需要增加电流检测元件的情况下，实现pfc电感电流的准确检测，提高转换效率，降低系统成本。在控制中，根据不同的输入电压值，调整比较电路中的比较电平，进一步提高转换效率。