最小化同步转换器中的体二极管传导的制作方法

本公开涉及同步转换器，包括同步升压转换器、同步降压-升压转换器和同步h桥转换器。

背景技术：

同步转换器，例如同步升压转换器、同步降压-升压转换器和同步h桥转换器，可以使用受控的激励开关将受控量的能量传递到电感器和受控的断电开关以进行传输。从电感器通过输出端子进入负载的受控量的能量。

两个开关可能永远不会同时打开，以避免从转换器的输出通过两个开关接地的未经调节的直通电流。因此，在每个开关周期期间可能存在两个过渡持续时间，在此期间两个开关都断开。这些持续时间在开关转换器中称为死区时间。

死区时间导致开关转换器中的功率损耗和emi问题。因此，在避免直通电流的同时最小化该死区时间一直是一个持续的问题，尚未提供有效的解决方案。

发明概述

同步转换器可以包括电源、电感器、输出端子和控制电路。控制电路可包括：电子激励开关，当激活时将能量从电源递送到导体；电子去激励开关，当激活时从所述电感器向所述输出端子递送能量，所述电子去激励开关包括体二极管；和电子下拉开关，当激活时关闭所述电子去激励开关，重新定向流经所述电子去激励开关的体二极管的电流，并从所述电子去激励开关的体二极管中除去电荷。电子激励开关和电子去激励开关永远不可同时激活。

来自第一体二极管的电流和电荷可在不超过一纳秒的时间内由所述电子下拉开关除去。

控制电路可包括重新定向/除去二极管，通过该重新定向/除去二极管，所述电流从所述体二极管重新定向，并且从所述体二极管中除去的电荷流动。

控制电路可包括控制所述电子激励开关和所述电子去激励开关的驱动器。重新定向/除去二极管可以是所述驱动器中的体二极管。

电子激励开关、电子去激励开关和所述电子下拉开关可以均是nmos器件或gan电源开关。

同步转换器可以是同步升压转换器、同步降压-升压转换器或同步h桥转换器。

现在，通过阅读以下对说明性实施例、附图和权利要求的详细描述，这些以及其他组件、步骤、特征、对象、益处和优点将变得清楚。

附图简述

附图是说明性实施例。它们没有示出所有实施例。可以另外或替代地使用其他实施例。可省略可能明显或不必要的细节以节省空间或用于更有效的说明。一些实施例可以用附加的组件或步骤和/或没有所示的所有组件或步骤来实践。当相同的数字出现在不同的图中时，它指的是相同或相似的组件或步骤。

图1a示出了同步升压转换器功率级的示例。

图1b示出了图1a中所示的升压转换器中的开关节点电压波形的示例。

图2示出了具有死区时间控制的传统同步升压转换器的示例。

图3示出了具有可以最小化体二极管传导的栅极驱动的同步升压转换器功率级的示例。

图4示出了与传统升压转换器功率级相比，功率开关sd和se的操作栅极-源极电压以及所提出的同步升压转换器功率级(例如，使用栅极驱动的栅极驱动器，例如图3中所示的栅极驱动器)的开关节点处的电压的示例。

图5示出了具有栅极驱动的同步降压-升压转换器功率级的示例，该栅极驱动可以使体二极管传导最小化。

图6示出了同步h桥转换器功率级的示例，其驱动具有可以最小化体二极管传导的栅极驱动的电动机。

发明详述

现在描述说明性实施例。可以另外或替代地使用其他实施例。可省略可能明显或不必要的细节以节省空间或用于更有效的呈现。一些实施例可以用附加的组件或步骤和/或没有所描述的所有组件或步骤来实践。

图1a示出了同步升压转换器功率级的示例。图1a中所示的同步升压转换器可以通过激励电感器101并且将存储在电感器101中的能量去激励到耦合到输出端子的输出电容器103来产生比输入电压(vin)更高的输出电压(vout)。

当se栅极控制器107接通激励开关(se)105时，电感器101(il)中的电流可能增加。然后，se栅极控制器107可以关闭se105以使il升高开关节点电压(vsw)，直到il流过去激励开关(sd)111的体二极管109。此时，sd栅极控制器113可以通过使il流过其增强的通道来接通sd111以减少传导损耗。当sd111关闭时，il可以首先再次流过sd111的体二极管109，直到se105接通以拉动电流并使vsw下降以激励电感器101，重新开始切换循环。

图1b示出了图1a中所示的升压转换器的开关节点电压波形的示例。

两个开关105和111可能永远不会同时导通，以避免通过两个增强型开关se105和sd111从vout到地的不受调节的直通电流。因此，在每个开关周期期间可能存在两个过渡持续时间，在此期间两个开关都断开。这些持续时间在开关转换器中称为死区时间。

在这些死区时间期间，vsw上下转换，体二极管109将il导通到输出端子，如图1b所示。为了确保这种先开后合操作，系统会在命令另一个开关打开之前检测到一个开关已关闭。通常在断开时间内插入额外的延迟，以确保足够的死区时间，具体取决于电源开关的类型和大小。

图2示出了具有死区时间控制201的同步升压转换器的示例。当energize信号上升到通过se205激励电感器203时，只有在sd207关闭并且已经过了一些延迟之后，才允许se205打开。类似地，当energize信号降低以通过sd207使电感器203断电时，死区时间控制201检查se205是否关闭并允许sd207在另一延迟之后接通。还可以存在up和dn电平移位器211和209，以在(intvcc-gnd)轨和(vbst–vsw)轨信号之间进行通信，其中vbst是在系统中的其他地方产生的浮动电源电压。

传统的开关转换器需要死区时间来防止直通电流。但是死亡时间会产生相关的功率损失。当il流过体二极管而不是开关通道时，体二极管的传导损失可能大于增强的沟道电阻的对应部分。由于体二极管的反向回收电荷，可能发生更大的损失。mosfet的体二极管在向前偏置以传导电流时存储电荷。随着二极管导通时间和开关转换器中的电流幅度，该电荷量趋于增加。为了关闭或反向偏置体二极管，可以重定向和去除传导电流和存储的电荷。在升压转换器的断电阶段结束时，sd207关闭，体二极管将il导通到输出端子。此时，se205接通以拉低vsw。se205用于拉动的电流量大于il的大小，并且额外电流的主要贡献者是体二极管的反向恢复电荷。在vsw的这种下降转变期间，se205将经历高电压和高电流，导致显着的开关损耗。此外，se205在此持续时间内拉动的增加的电流量大大增加了振铃并加剧了系统的emi辐射。

建立死区时间的一种传统方法是在检测到开关关闭和命令另一个开关打开之间插入固定延迟。然而，如果栅极驱动器设计用于满足各种功率开关的需要，这种方法往往会导致长的体二极管导通时间。解决方法是提供一种调整用户死区时间的方法。当用户知道运行开关转换器的应用程序，并因此确定准确的功率开关时，将延迟编程到最佳条件可以减少体二极管导通时间。

另一种方法是实现智能开关转换器控制器，其自动检测电源开关的操作条件并在运行中对延迟进行编程以最小化死区时间。这种自编程死区时间方法通常在开关节点转换期间检测电源开关的栅极-源极电压和漏极-源极电压，以调整栅极驱动器中的延迟。

这些方法可以在一定程度上减少体二极管传导，但它们通常保留超过10ns的体二极管传导时间，以确保没有直通。传感器-无论是用户还是系统本身-都有自己的阈值容差(即决定开关是打开还是关闭的电压)。另外，可编程延迟的变化可能难以在整个温度、过程和电压上最小化，尤其是因为延迟在纳秒量级上。因此，在实践中，体二极管传导时间不能太短，以确保从直通灾难中获得时间限制。

最小化体二极管传导同时避免直通电流一直是一个挑战。这是因为两个任务-关闭开关并打开另一个开关以重定向体二极管电流并去除存储的电荷-由不同的电路执行，这些电路可能不会在过程、电压和温度变化上呈现定时对准。在图2中的同步升压转换器示例中，(vbst–vsw)轨道上的sd门控制器213关闭断电开关sd207。当最后一级的下拉器件sdⁿ215使sd207的栅极-源极电压低于其阈值时，则sd207的体二极管217将立即开始传导电感器电流il的一部分。

检测此确切的关闭事件可能不是一项简单的任务。即使在完成之前，存在来自sd门传感器219、dn电平移位器209、死区时间控制201和se门控制器221的延迟，其可以容易地花费超过几纳秒的体二极管传导时间，甚至在se^p223开始拉动通电开关se205的栅极电压以从sd207的体二极管217中窃取il之前。为了补偿这些固有延迟，栅极电压感测有时在驱动器的最后阶段开始几个阶段开始。这种早期启动可以提供对准sd207的关闭和se205的开启的机会，但是存在直通电流的风险。因为头部启动所获得的时间以及dn水平移位器209和驱动器中的延迟可能不是始终匹配并且将在它们自己的容差内变化，所以可能需要稍微变慢se205。因此，即使在早期启动的情况下，系统仍然可以以明显的体二极管传导时间结束。

通过使用单个装置执行关闭断电开关207和重定向其体二极管电流的任务，可以消除两个不同电路的定时对准挑战。

图3示出了具有可以最小化体二极管传导的栅极驱动的同步升压转换器功率级的示例。打开下拉装置spull301以关闭sd303并通过重定向二极管drdir305窃取其体二极管307电流。当sd303的栅极-源极电压被来自spull301的电流拉低到其阈值以下时，il将开始流过sd303的体二极管307。spull301将继续将栅极电压拉低至vsw以下直到drdir305向前偏置。drdir305将sd303的栅极电压钳位在低于其源极电压的二极管电压(即，vsw-0.7v)处并且保护sd303的栅极氧化物。

drdir305允许spull301从sd303的体二极管307无缝地重定向il，而没有任何定时对准要求以在死区时间减少和击穿电流防止之间进行权衡。sd303的体二极管307像以前的方法一样在这种方法中导通，但它只能持续相当短的持续时间-从sd303的栅极-源极电压超过其阈值电压的那一刻起直到drdir305正向偏置。因为spull301的电流的大小被设计为足够高以克服电感器309中的电流，所以一旦drdir305将电流从开关节点(即，vsw)传导到spull301，就不会留下电流用于sd303的体二极管307。

在drdir305的正向偏置之前，spull301的高电流正在拉低sd303的栅极。因此，栅极电压从高于vsw的阈值电压快速传播到低于vsw的二极管电压，留下相当短的时间用于体二极管传导。spull301的这种高电流以及从关闭sd303到重定向体二极管电流的无缝过渡可导致体二极管传导时间小于一纳秒。这种基本上短的体二极管导通时间可以减少升压转换器中的反向恢复电荷量及其相关问题。

传统方法可以分配诸如se311的激励开关以从sd303改变电感器309的电流方向。然而，如果它们在相同的时间开启，则sd303和se311可以形成从vout到地的短路。所提出的技术使用spull301来改变来自sd303的电感器309电流方向。与以前的方法不同，通过sd303和spull301没有从vout到地的潜在短路路径。spull301操作的顺序是对齐的，首先关闭sd303，然后重定向其电流。然而，在一些实现中，这并不意味着不需要se311。用于se311的栅极控制器313仍然可以在其接通spull301之后快速接通se311以使电感器309的电流重定向，使得se311执行主激励开关的作用，如在其他升压转换器中那样。所提出的技术通过使用spull301来重定向电流来减轻se311的负担。

二极管drdir305可以仅是图3中(vbst–vsw)轨道驱动器的最后一级中的下拉nmos器件sdⁿ315的体二极管。与其他方法相比，这种方法中唯一需要额外硅或印刷电路板空间的附加组件可能是下拉器件spull301。

另一个细节是当spull301拉低sd303的栅极时(vbst–vsw)轨道驱动器输出的条件。就在spull301工作之前，在(vbst–vsw)轨道驱动器的最后一级通过上拉pmos器件sd^p317将栅极电压上拉至vbst。因此，用于sd303的sd栅极控制器319可以适当地准备以避免sd^p317和spull301之间的冲突。换句话说，当spull301拉动sd303的栅极时，sd栅极控制器319可以关闭sd^p317。

与传统的升压转换器级相比，图4示出了用于所提出的同步升压转换器功率级的功率开关sd和se的操作栅极-源极电压以及开关节点处的电压的示例(例如，使用栅极驱动的一个，例如图3所示)。vsw波形上的虚线圆圈401和403的比较突出了所提出的技术的最小化(或几乎移除)体二极管传导操作。

所提出的技术可以应用于同步升压转换器，其中去激励开关sd是nmos开关。因此，这种精确的技术可能与降压转换器，非同步升压转换器和具有pmos去激励开关的同步升压转换器不兼容。另一方面，这种方法对于使用nmos功率开关的同步降压-升压转换器和同步h桥电路非常有用，其中在低侧通电开关接通之前，电流流过高侧断电开关的体二极管。

此外，如果使用gan功率开关代替用于同步升压、降压-升压和h桥转换器电路的nmos功率开关，这种技术非常有用，因为gan器件的体二极管对应电压要高得多。

图5示出了具有栅极驱动的同步降压-升压转换器功率级的示例，该栅极驱动可以使体二极管传导最小化。功率级通过激励电源开关se1和se2509激励电感器l并通过断电电源开关sd1和sd2503使电感器l断电，从而将能量从vin传递到vout。系统首先打开se1和se2509激励电感器。当电感器电流达到由该图中未示出的控制电路设定的某个特定值但存在于系统的其他地方时，系统关闭se1并且电感器电流将第一开关节点vsw1拉低直到sd1的体二极管正向偏置。vsw1电压的这种转变由第一死区时间中的电感器电流执行。然后接通sd1以减小使电感器电流通过sd1和se2509循环的传导损耗。为了使电感器断电到输出端子，系统关闭se2509以使电感器电流向第二开关节点vsw2充电，直到sd2503的体二极管505正向偏置。vsw2电压的这种转变也是由第二个死区时间内的电感器电流完成的。然后接通sd2503以减少将电感器能量传递到输出端子的传导损耗。在回到激励阶段之前，同步降压-升压转换器通过关闭sd2503并接通se2509来经历另一个电感器电流循环阶段。系统可能会为此转换设置另一个死区时间，以避免通过sd2503和se2509从vout到gnd的直通电流。但是当系统关闭sd2503时，电感器电流流过sd2503的体二极管505，并且在第三个死区时间内的体二极管传导是导致显着功率损耗和emi问题的原因。

为了减少这种体二极管传导及其在同步降压-升压转换器操作中的相关问题，所提出的栅极驱动方法可以使用spull501，如同升压转换器对应物。spull501接通以关闭sd2503并通过重定向二极管drdir507窃取其体二极管505电流。当sd2503的栅极-源极电压被来自spull501的电流拉低至其阈值以下时，电感器电流将开始流过sd2503的体二极管505。spull501将继续将栅极电压拉低至vsw2以下，直到drdir507正向偏置。dridr507将sd2503的栅极电压钳位在低于其源极电压的二极管电压(即vsw2-0.7v)处，并保护sd2503的栅极氧化物。

drdir507允许spull501无缝地重定向来自sd2503的体二极管505的电感器电流，而没有任何定时对准要求，以在死区时间减少和击穿电流防止之间进行权衡。sd2503的体二极管505可以像传统方法那样在该方法中导通，但是只能持续相当短的持续时间-从sd2503的栅极-源极电压超过其阈值电压直到drdir507正向偏置的那一刻起。由于spull501电流的大小设计得足够高以克服电感器电流，一旦drdir507将电流从开关节点(即vsw2)传导到spull501，就没有电流留给sd2503的体二极管505。

在drdir507的正向偏置之前，spull501的高电流正在拉低sd2503的栅极。因此，栅极电压从高于vsw2的阈值电压快速传播到低于vsw2的二极管电压，留下相当短的时间用于体二极管传导。spull501的这种高电流以及从关闭sd2503到重定向其体二极管电流的无缝过渡可以导致体二极管传导时间小于一纳秒。这种基本上短的体二极管导通时间可以减少同步降压-升压转换器中的反向恢复电荷量及其相关问题。

图6示出了同步h桥转换器功率级的示例，其驱动具有可以最小化体二极管传导的栅极驱动的电动机601。负载电流iload可以是双向的，这意味着它可以从vsw1流向vsw2，反之亦然。当iload从vsw1流向vsw2并且系统整流s2和s4时，死区时间确保先断后通信并防止从vin到gnd的大型直通电流。与升压转换器的情况类似，有问题的死区时间是在s2关闭之后和s4打开之前。在此死区时间内，负载电流将流过s2的体二极管609，这将从正向偏置累积电荷。因此，s4可以拉动额外电流而不仅仅是负载电流以拉低vsw2节点并且在vsw2节点的下降沿期间引起比没有s2603的体二极管609的反向恢复电荷更多的功率损耗和emi噪声。

为了减少这种体二极管传导及其在同步h桥变换器操作中的相关问题，所提出的栅极驱动方法可以使用spull2607，如同升压变换器对应物。spull2607打开以关闭s2603并通过重定向二极管drdir2窃取其体二极管609电流。当s2603的栅极-源极电压被来自spull2607的电流拉低到其阈值以下时，负载电流将开始流过s2603的体二极管609。spull2607将继续拉动栅极电压到低于vsw2，直到drdir2正向偏置。dridr2将s2603的栅极电压钳位在低于其源极电压(即vsw2-0.7v)的二极管电压附近，并保护s2603的栅极氧化物。

drdir2允许spull2607无缝地重定向来自s2603的体二极管609的负载电流，而没有任何定时校准要求，以在死区时间减少和击穿电流防止之间进行权衡。s2603的体二极管609可以像传统方法一样在这种方法中导通，但是只能持续很短的持续时间-从s2603的栅极-源极电压超过其阈值电压到drdir2正向偏置的那一刻起。因为spull2607的电流幅度设计得足以克服负载电流，所以一旦drdir2将电流从开关节点(即vsw2)传导到spull2607，就不会有剩余的电流留给s2603的体二极管609。

在drdir2的正向偏置之前，spull2607的高电流正在拉低s2603的栅极。因此，栅极电压从高于vsw2的阈值电压快速传播到低于vsw2的二极管电压，留下相当短的时间用于体二极管传导。spull2607的这种高电流以及从关闭s2603到重定向其体二极管电流的无缝过渡可以导致体二极管传导时间小于一纳秒。这种短体二极管导通时间可以减少同步h桥变换器中的反向恢复电荷量及其相关问题。

由于h桥转换器的对称架构，当负载电流从vsw2流向vsw1时，问题和解决方案是对称的。换句话说，当iload从vsw2流向vsw1并且系统可以关闭s1611然后打开s3613时，spull1615可以拉下s1611的栅极以关闭并减少s1611的传导，没有任何定时校准问题，以避免像升压转换器情况中的击穿问题。

已经讨论的组件、步骤、特征、对象、益处和优点仅仅是说明性的。它们中没有一个，也没有与它们有关的讨论，都是为了以任何方式限制保护范围。还构想了许多其他实施例。这些包括具有更少、附加和/或不同组件、步骤、特征、对象、益处和/或优点的实施例。这些还包括其中组件和/或步骤以不同方式布置和/或排序的实施例。

除非另有说明，否则本说明书中阐述的所有测量值、值、额定值、位置、大小、尺寸和其他规格，包括在随后的权利要求中，都是近似的，而不是精确的。它们旨在具有与它们所涉及的功能以及它们所属领域中的惯例一致的合理范围。

本公开中引用的所有文章、专利、专利申请和其他出版物均通过引用并入本文。

当在权利要求中使用时，短语“用于......的装置”旨在并且应该被解释为包含已经描述的相应结构和材料及其等同物。类似地，当在权利要求中使用时，短语“步骤”旨在并且应该被解释为包含已经描述的相应动作及其等同物。权利要求中缺少这些短语意味着权利要求不旨在且不应被解释为限于这些对应的结构、材料或动作、或其等同物。

保护范围仅受现在的权利要求限制。该范围旨在并且应当被解释为与根据本说明书和随后的起诉历史进行解释时在权利要求中使用的语言的普通含义一致的宽泛，除非已经阐述了具体含义并包含所有结构和功能等价物。

诸如“第一”和“第二”之类的关系术语可以仅用于将一个实体或动作与另一个实体或动作区分开，而不一定要求或暗示它们之间的任何实际关系或顺序。当结合说明书或权利要求中的元件列表使用时，术语“包括”、“包含”及其任何其他变型旨在表示该列表不是排他性的并且可以包括其他元件。类似地，在没有进一步限制的情况下，由“一”或“一个”继续的元素不排除存在相同类型的附加元素。

没有任何权利要求旨在包含不满足专利法第101、102或103节要求的主题，也不应以这种方式解释它们。特此声明不对此类主题进行任何无意的报道。除非本段刚才说明，否则任何已陈述或说明的内容均无意或应被解释为致使任何组成部分、步骤、特征、对象、利益、优势或等同于公众的奉献，无论其是否在权利要求中叙述。

提供摘要是为了帮助读者快速确定技术公开的性质。提交时的理解是，它不会用于解释或限制权利要求的范围或含义。另外，在各种实施例中将前述详细描述中的各种特征组合在一起以简化本公开。该公开方法不应被解释为要求要求保护的实施例要求比每个权利要求中明确记载的更多特征。而是，如以下权利要求所反映的，发明主题在于少于单个公开实施例的所有特征。因此，以下权利要求在此并入详细描述中，每个权利要求自身作为单独要求保护的主题。