一种开关电源及其驱动电路的制作方法

本申请涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种开关电源及其驱动电路。

背景技术：

在工业控制电源系统中，通常既要兼容单相交流电压输入和三相交流电压输入，又要兼容输入电压较宽范围的变化，甚至还要兼容三相缺相的情况，因此常采用单相电输入时一般均使用boost控制方案，而在三相电(包括三相缺相)输入时，用buck和boost两种混合控制方案或者buck-boost控制方案。

本申请的发明人在长期的研发过程中发现，当输入为三相电时，由于buck工作模式和boost工作模式的传递函数有差异，因而用buck和boost两种混合控制方案在两种工作模式相互切换时容易导致输出电压不稳定；使用buck-boost控制策略则无上述问题，然而该控制策略效率低，输入输出电流纹波大；且电路中的电感将难以在单相电和三相电(包括三相缺相)这两种工作状态下做到兼容，因而其输入输出滤波器件和电感都需要用比较大的体积才能够满足要求，这无疑增加了产品的成本和体积，与产品的小型化发展方向相悖。

技术实现要素：

本申请主要解决的技术问题是提供一种开关电源及其驱动电路，以解决上述问题。

为解决上述技术问题，本申请采用的一个技术方案是：提供一种驱动电路。该驱动电路分别耦接电源及负载电路，驱动电路包括：dc/dc变换电路，包括第一开关、第二开关、第一二极管、第二二极管、电感及电容，第一开关的第一端与电源的第一输出端耦接，第一开关的第二端与电感的第一端连接，第一开关的第二端与第二二极管的第二端连接，电感的第二端与第一二级管的第一端连接，电感的第二端与第二开关的第一端连接，第一二级管的第二端与负载电路的第一输入端耦接，第一二级管的第二端与电容的第一端连接，电源的第二输出端接地，第二二极管的第一端接地，第二开关的第二端接地，电容的第二端接地，负载电路的第二输入端接地；控制电路，控制电路的第一输出端与第一开关的控制端连接，通过第一pwm信号控制第一开关工作，控制电路的第二输出端与第二开关的控制端连接，通过第二pwm信号控制第二开关工作；其中，第一pwm信号的占空比大于第二pwm信号的占空比。

为解决上述技术问题，本申请采用的又一个技术方案是：提供一种开关电源，该开关电源包括上述的驱动电路。

本申请实施例的有益效果是：区别于现有技术，本申请实施例驱动电路包括：dc/dc变换电路，包括第一开关、第二开关、第一二极管、第二二极管、电感及电容，第一开关的第一端与电源的第一输出端耦接，第一开关的第二端与电感的第一端连接，第一开关的第二端与第二二极管的第二端连接，电感的第二端与第一二级管的第一端连接，电感的第二端与第二开关的第一端连接，第一二级管的第二端与负载电路的第一输入端耦接，第一二级管的第二端与电容的第一端连接，电源的第二输出端接地，第二二极管的第一端接地，第二开关的第二端接地，电容的第二端接地，负载电路的第二输入端接地；控制电路，控制电路的第一输出端与第一开关的控制端连接，通过第一pwm信号控制第一开关工作，控制电路的第二输出端与第二开关的控制端连接，通过第二pwm信号控制第二开关工作；其中，第一pwm信号的占空比大于第二pwm信号的占空比。通过方式，本申请实施例能够在整个输入电压变化范围内用同一种控制方式，从而能够保证电路稳定工作；同时，第一pwm信号的占空比大于第二pwm信号的占空比使得电感的充放电过程放缓，使得电感电流纹波大大减小，电感更易进入连续模式，其磁芯的△b值也大大减小，能够减小产品的成本和体积重量。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是开关电源的一电路图；

图2a是图1开关电源的一波形时序图；

图2b是图1开关电源的另一波形时序图；

图3是本申请开关电源第一实施例的电路示意图；

图4a是图3实施例开关电源的一波形时序图；

图4b是图3实施例开关电源的另一波形时序图；

图5是本申请开关电源第二实施例的电路示意图；

图6是本申请开关电源第三实施例的电路示意图；

图7是本申请开关电源第四实施例的电路示意图；

图8是本申请开关电源第五实施例的电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本申请作进一步的详细描述。特别指出的是，以下实施例仅用于说明本申请，但不对本申请的范围进行限定。同样的，以下实施例仅为本申请的部分实施例而非全部实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本申请保护的范围。

在工业控制电源系统中，为实现单相交流电压输入、三相交流电压输入、输入电压较宽范围的变化及三相缺相等情况，可以采用图1所示开关电源。具体地，在控制芯片101检测到电源102的输出电压为单相输出，即dc/dc变换电路103为单相输入时，控制芯片101采取用boost控制方案(开关s11常闭，开关s12用pwm12信号控制，如图2a所示)；在控制芯片101检测到dc/dc变换电路103为三相输入时，由于电压变化范围宽，当输出电压uo在输入电压uin变化范围之内时，可以采用两种控制方案：第一种方案，用buck和boost混合控制方案，即当输入电压uin低于输出电压uo时，用boost控制方案(开关s11常闭，开关s12用pwm12信号控制)，当输入电压uin高于输出电压uo时，用buck控制方案(开关s12常开，开关s11用pwm11信号控制)；第二种方案，在整个输入电压uin变化范围内用buck-boost控制方案(开关s12和开关s11同开同关，即pwm12信号和pwm11信号相同，如图2b所示)；同样，在控制芯片101检测到dc/dc变换电路103为三相缺相输入时，也可以采用上述这两种方案。

但由于buck控制方案和boost控制方案的传递函数有差异，因此在这两种工作模式相互切换时，容易造成输出电压不稳定，特别是在输入电压变化较快时尤为明显，甚至可能导致开关电源控制混乱，从而影响产品的使用寿命和可靠性，另外，buck和boost两种控制方案需要不同的控制方法及其相应的控制电路，若要兼容这两种控制方案，那么也要具备这两种控制方法和控制电路，这样势必导致控制方法复杂化，产品的成本、体积重量增加；而buck-boost控制方案相比buck和boost两种控制方案，其效率上难以媲美，而且输入、输出电流纹波大，所以实际应用时常加有输入、输出滤波器，这使得产品的成本与体积重量增加。另外，图1所示电感l1在单相电输入的boost控制方案和三相电(包括三相缺相)的buck-boost控制方案这两种状态下难以兼容：单相电输入boost控制方案时，如图2a所示，可以看出这时的电感电流il1基本上工作在连续模式(除了轻载和空载情况)，电感l1的纹波小，因此电感l1的磁芯的△b值也小，对应磁芯损耗也低，所以电感l1的损耗主要集中在线圈损耗上，这时电感l1的设计重点是降低线圈损耗以及防止电感l1饱和，故电感量的取值不能过大；三相电输入(包括三相缺相)buck-boost控制方案的情况，如图2b所示，可以看出这时电感电流il1工作在断续模式，甚至在满载时也难以进入连续模式，电感l1纹波电流大，电感l1磁芯的△b值大，对应电感l1的磁芯损耗也大，而由于电感l1的纹波电流大，其对应电流有效值依然很大，所以电感l1的线圈也依然保持较大的损耗，故而使得电感l1的发热严重，这时电感l1的设计重点是减小磁芯损耗，这需要提高电感量，从而减小电感l1纹波和磁芯的△b值来达到目的，而这与单相输入时的电感l1设计方向相冲突。若要使电感l1兼容上述两种工作状态，那么需要额外对电感l1增加散热措施或者选用型号更大的磁芯才能够解决，而这无疑增加了产品的设计难度，影响产品的可靠性与稳定性，增加了产品的成本和体积重量。

为解决上述问题，本申请提出一种开关电源，如图3所示，图3是本申请开关电源第一实施例的电路示意图。本实施例开关电源301包括电源302及驱动电路303，驱动电路303分别与电源302及负载电路(图未示)耦接，用于将电源302的输出电压转换后供给负载电路。

其中，电源302可以是三相电源，用于提供三相电压(包括三相缺相)，或者是单相电源，用于提供单相电压。

具体地，本实施例的驱动电路303包括dc/dc变换电路304及控制电路305，其中，dc/dc变换电路304包括第一开关s31、第二开关s32、第一二极管d31、第二二极管d32、电感l3及电容c3，第一开关s31的第一端与电源302的第一输出端耦接，第一开关s31的第二端与电感l3的第一端连接，第一开关s31的第二端与第二二极管d32的第二端连接，电感l3的第二端与第一二级管d31的第一端连接，电感l3的第二端与第二开关s32的第一端连接，第一二级管d31的第二端与负载电路的第一输入端耦接，第一二级管d31的第二端与电容c3的第一端连接，电源302的第二输出端接地，第二二极管d32的第一端接地，第二开关s32的第二端接地，电容c3的第二端接地，负载电路的第二输入端接地；控制电路305的第一输出端与第一开关s31的控制端连接，通过第一pwm31信号控制第一开关s31工作，控制电路305的第二输出端与第二开关s32的控制端连接，通过第二pwm32信号控制第二开关s32工作；其中，第一pwm31信号的占空比大于第二pwm32信号的占空比。

本实施例开关电源301可以在整个输入电压变化范围内用同一种控制方式，从而保证电路稳定工作。具体地，在一个应用场景中，一并参阅图3、图4a及图4b所示，图4a是图3实施例开关电源的一波形时序图；图4b是图3实施例开关电源的另一波形时序图，其中图4a是dc/dc变换电路304输入电压uin高于输出电压uo所对应的波形图，其中图4b是dc/dc变换电路304输入电压uin低于输出电压uo所对应的波形图。本实施例的控制方案中第一开关s31和第二开关s32共有三种状态：①第一开关s31和第二开关s32同时导通；②第一开关s31导通，第二开关s32关断；③第一开关s31和第二开关s32同时关断，这三种状态分别对应图4a或图4b波形图中t0～t1、t1～t2、t2～ts的三个阶段。在t0～t1阶段，第一开关s31和第二开关s32同时开通，电感l3的电压等于dc/dc变换电路304的输入电压uin(即电源302的输出电压)，电感电流il3线性增加，向电感l3存储能量，第一二极管d31和第二二极管d32反向截止，负载电路由电容c3供电；在t1～t2阶段，第二开关s32关断，第一开关s31继续保持导通，这时电感l3的电压等于dc/dc变换电路304的输入电压uin与输出电压uo之差(uin-uo)，电感电流il3线性减小(对应图4b)或增加(对应图4a)，第一二极管d31导通，第二二极管d32继续保持截止，电源302和电感l3向负载电路传输能量(对应图4b)或者电源302向电感l3和负载电路传输能量(对应图4a)；在t2～ts阶段，第一开关s31和第二开关s32均关断，电感l3的电压为负的输出电压(-uo)，电感电流il3线性减小，第一二极管d31和第二二极管d32均导通，电感l3向负载电路传输能量。

通过图4a与图2a、图4b与图2b的电感电流对比可以看出，相较buck-boost控制方案，本实施例的电感电流il3纹波大大减小，电感l3更易进入连续模式，磁芯的△b值也大大减小，此时的电感l3工作状态更接近单相电输入时的boost工作模式。也就是说对比单相电输入时的boost控制方案，三相电(包括三相缺相)输入时，本实施例的电感l3的工作状态并没有像buck-boost控制方案那样发生很大的变化，而这无疑使得电感l3变得容易设计，容易使电感l3工作在最优状态，从而做到有效降低电感l3损耗，提高产品的可靠性与稳定性，继而减小了产品的成本和体积重量，同时也能实现在不增加电感l3体积的情况下减小电感l3损耗，提高整机效率，继而降低了产品的成本与体积重量。此外，本实施例相较buck-boost控制方案还可以降低输入输出电流纹波，从而减小了输入输出滤波器件的成本。

区别于现有技术，本实施例开关电源301的驱动电路303能够在整个输入电压变化范围内用同一种控制方式，从而能够保证电路稳定工作；同时，第一pwm信号的占空比大于第二pwm信号的占空比使得电感的充放电过程放缓，使得电感电流纹波大大减小，电感更易进入连续模式，其磁芯的△b值也大大减小，能够减小产品的成本和体积重量。

可选地，本实施例的控制电路305的第一输入端与第一开关s31的第一端耦接，控制电路305的第二输入端与第一二级管d31的第二端耦接，控制电路305根据dc/dc变换电路304的输入电压uin及输出电压uo产生第一pwm31信号及第二pwm32信号。

其中，根据伏秒平衡原理有：t1*uin+(t2-t1)*(uin-uo)＝(ts-t2)；可以假定：ds2＝t1/ts(ds2为第二开关s32的占空比)，ds1＝t2/ts(ds1为第一开关s31的占空比)，可整理得出：uo＝(uin×ds1)/(1-ds2)，同时ds1及ds2应满足约束条件：0≤ds2≤ds1≤1，经推导，可以得到结论：

①.当ds1+ds2<1时，电压uo小于电压uin，电路处于降压状态；

②.当ds1+ds2>1时，电压uo大于电压uin，电路处于升压状态；

③.假定ds1值确定后，ds2的值只能在0～ds1的范围内调节，对应输出电压可调节范围为：ds1×uin～ds1/(1-ds1)×uin。

④.假定ds2值确定后，ds1的值只能在ds2～1的范围内调节，对应输出电压可调节范围为：ds2/(1-ds2)×uin～1/(1-ds2)×uin。

可选地，为实现功率因数校正和输出稳压，本实施例的dc/dc变换电路304进一步包括第一电流采集器ct31及第二电流采集器ct32，第一电流采集器ct31的输入端与第一开关s31的第二端连接，第一电流采集器ct31的输出端与控制电路305的第三输入端耦接，第二电流采集器ct32的输入端与第二开关s32的第一端连接，第二电流采集器ct32的输出端与控制电路305的第四输入端耦接。

当然，在其它实施例中，第一电流采集器还可以与第一开关的第一端连接，第二电流采集器还可以与第二开关的第二端连接。

当然，在其它实施例中，控制电路根据其它电路或者设置产生第一pwm信号及第二pwm信号。

本申请进一步提出第二实施例的开关电源，如图5所示，在上述实施例的基础上，本实施例的控制电路501包括第一开关控制电路502及第二开关控制电路503，其中，第一开关控制电路502的输出端与第一开关s51的控制端连接，第一开关控制电路502的第一输入端与第一开关s51的第一端耦接，第一开关控制电路502的第二输入端与第一二级管d51的第二端连接，第一开关控制电路502的第三输入端与第一电流采集器ct51输出端连接；第二开关控制电路503的输出端与第二开关s52的控制端连接，第二开关控制电路503的第一输入端与第一开关s51的第一端耦接，第二开关控制电路503的第二输入端与第二电流采集器ct52输出端连接。

本实施例的第一开关控制电路502根据dc/dc变换电路508的输入电压uin及输出电压uo产生第一pwm51信号，第二开关控制电路503根据dc/dc变换电路508的输出电压uin产生第二pwm52信号。

其中，第一开关控制电路502包括第一判断处理电路504及第一驱动电路505，第一判断处理电路504的第一输入端与第一开关s51的第一端耦接，第一判断处理电路504的第二输入端与第一二极管d51的第二端连接，第一判断处理电路504的第三输入端与第一电流采集器ct51输出端连接，第一判断处理电路504输出端与第一驱动电路505的输入端连接，第一驱动电路505的输出端与第一开关s51的控制端连接；第二开关控制电路503包括第二判断处理电路506及第二驱动电路507，第二判断处理电路506的第一输入端与第一开关s51的第一端耦接，第二判断处理电路506的第二输入端与第二电流采集器ct52输出端连接，第二判断处理电路506的输出端与第二驱动电路507的输入端连接，第二驱动电路507的输出端与第二开关s52的控制端连接。

本实施例的第一判断处理电路504根据驱动电路508的输入电压uin及驱动电路508的输入电压uo产生第一pwm51信号，实现对第一pwm51信号占空比ds1的闭环控制，第一驱动电路505根据第一pwm51信号控制第一开关s51工作；第二判断处理电路506根据驱动电路508的输入电压uin产生第二pwm52信号，实现对第二开关s52的占空比ds2的开环控制，第二驱动电路508根据第二pwm52信号控制第二开关s52工作。

可选地，本实施例开关电源进一步包括整流桥509，电源510的输出端uum\uvn\uwm与整流桥509的输入端、第一判断处理电路504的第一输入端及第二判断处理电路506的输入端连接，整流桥509的第一输出端与第一开关s51连接，整流桥509的第二输出端接地。整流桥509用于将电源510的输出的极性变化的交流电转化成极性不变的直流电。

第一判断处理电路504采样输出电压信号uo、第一开关s51的电流信号和整流桥509的输出输入电压，通过电压外环和电流内环控制(在后续实施例具体介绍)，输出占空比为ds1的第一pwm51来控制第一开关s51，使得电感电流波形跟随输入电压波形，从而实现功率因数校正和输出稳压的目的。

另外，控制电路501还可以进一步判断电路是否处于欠压或过压等异常状态，此外电流采集器ct51及电流采集器ct52采集的电流信号除了参与环路控制外，还用于过流保护，只要其中一个电流大于设定值，均触发过流保护，继而关闭电路输出。

当输入为单相电时，第一判断处理电路504将保持高电平输出，第一开关s51常闭，第二判断处理电路506用闭环控制产生第二pwm52信号，以控制第二开关s52，电路工作在boost模式。

当然，在另一实施例中，如图6所示，可以对控制第一开关s61工作的第一pwm61信号的采用开环控制，对控制第二开关s62工作的第二pwm62信号采用闭环控制。具体地，本实施例的控制电路601包括第三开关控制电路602及第四开关控制电路603，第三开关控制电路602的输出端与第一开关s61的控制端连接，第三开关控制电路602的输入端与第一开关s61的第一端耦接，具体地，第三开关控制电路602的输入端与整流桥604的输入端连接，整流桥604的输出端与第一开关s61的第一端连接；第四开关控制电路603的输出端与第二开关s62的控制端连接，第四开关控制电路603的第一输入端与第一开关s61的第一端耦接，具体地，第四开关控制电路603的输入端与整流桥604的输入端连接，第四开关控制电路603的第二输入端与第一二级管d61的第二端连接。

需要注意的是，在图5及图6实施例中，当输入电压uin为三相输入电压时，第一电流采集器采集第一开关的电流，第二电流采集器不工作，当输入电压uin为单相输入电压时，第二电流采集器采集第二开关的电流，第一电流采集器不工作。

本申请进一步提出第三实施例的开关电源，如图7所示，本实施例与上述实施例的区别在于：本实施例的判断处理电路701包括：电压环702、电流环703及乘法器704，电压环702的输入端与第一二极管d71的第二端耦接，电压环702的输出端与乘法器704的第一输入端连接，乘法器704的第二输入端与第一开关s71的第一端耦接，乘法器704的输出端与电流环703的第一输入端连接，电流环703的第二输入端与电流采集器ct71的输出端连接，电流环703的输出端与第一驱动电路705连接，电流采集器ct71的输入端与第一开关s71的第二端连接。

当然，在其它实施例中，电流采集器ct71还可以与第一开关s71的第一端连接。

电压环702采样输出电压uo信号，与内部设定电压基准值比较得到误差值，误差值通过计算得出电压环702输出值，并与uin做乘积得到电流环703的基准u1，u1波形与uin相似，电流环703根据u1控制电流采集器ct71采集的第一开关s71的电流跟随输入电压uin波形的变化，使得电感电流波形跟随输入电压波形变化，从而实现功率因数校正和输出稳压的目的。

其中，还可以在电压环702与第一二极管d71的第二端之间和/或乘法器704的第二输入端与第一开关s71的第一端之间接入信号采集处理电路。

在其它实施例中，可以通过设置有电压环、电流环及乘法器判断处理电路对产生第二pwm信号，以控制第二开关。

可选地，本实施例的第二判断电路706用于产生第二pwm72信号，第二pwm72信号的占空比满足公式：ds2＝k1-k2×uin，其中，k1及k2为常数，常数k1无单位，常数k2的单位为v^-1。常数k1和k2取值灵活，可根据不同的应用条件和设计目标取不同的值。根据这个函数关系可以看出，当电压uin降低时，占空比ds2增大，根据上文推导结果，电路的升压能力提高；反之当电压uin升高时，占空比ds2减小，电路的升压能力降低。

可以看出，该控制方案的ds2引入了电压uin作为前馈，使得在电压uin低时，增加电路的升压能力，在电压uin高时，增加电路的降压能力，从而提高电路的动态调节能力与可靠性。对比前述buck和boost两种混合控制方案，该控制方案在整个输入电压变化范围内都是用同一种控制方式，其传递函数是连续的，故而在输入电压波动较快时，也不会导致电路输出不稳定而降低产品的使用寿命和可靠性。

在其它实施例中，亦可将第一开关的占空比ds1采用与电压uin成反向比例的函数关系，即ds1＝k1-k2×uin，而第二开关的占空比则采用闭环控制，也可做到功率因数校正和输出稳压的目的。

本申请进一步提出第五实施例的开关电源，如图8所示，在上述实施例的基础上，本实施例的第二判断电路801包括乘法器802及pwm信号产生电路803，乘法器802的第一输入端与第一开关s81的第一端耦接，乘法器802的第二输入端与电流采集器ct81的输出端连接，乘法器802的输出端与pwm信号产生电路803的第一输入端连接，pwm信号产生电路803的第二输入端与第一开关s81的第一端耦接，pwm信号产生电路803的输出端与第二驱动电路804连接。

其中，第二判断电路803用于产生第二pwm82信号，所述第二pwm82信号满足公式：ds2＝(k1-k2×uin)×pin/(p额÷η)，其中，pin为第一开关s81的第一端的输入功率，p额为第一开关s81的第一端的额定输出功率，η为第一开关s81的第一端额定功率的输出效率。

如图8所示，pwm信号产生电路803中的输出pwm1的占空比ds2除了电压uin作为前馈，还引入了实时输入功率pin，即ds2＝(k1-k2×uin)×pin/(p额÷η)，其中k1和k2为常数，常数k1无单位，常数k2的单位为v^-1，p额为额定输出功率，η为额定功率的输出效率；pin是电压uin的有效值与第一开关s81的电流有效值的乘积。

本实施例的pwm信号产生电路803引入了系数：pin/(p额÷η)，根据该系数，当输入功率pin减小时，对应的占空比ds2也减小，此时电路的升压比对应降低；同理，当输入功率pin增加时，对应的占空比ds2也增大，电路的升压比升高。从而提高电路在轻载或者空载情况下的调节性能。

需要注意的是，图7及图8实施例只示出了开关电源工作于三相输入时的相关电路结构。

在其它实施例中，还可以采用电流采集器对第二开关的电流经进行采集，采用电压环、乘法器、电流环等产生第二pwm信号，以控制第二开关，采用pwm信号产生电路及乘法器等产生第一pwm信号，以控制第一开关，即将第一判断电路的结构与第二判断电路的结构互换。

本申请提出的控制方案相比目前已有的两种控制方案，电路采用了同一种控制方式，电路简洁而且电路工作稳定。另外，可以有效改善电感的工作条件，进而降低电感损耗，提高整机效率，降低了产品的成本与体积。此外，该控制方案相较buck-boost控制方案还可以降低输入输出电流纹波，从而减小了输入输出滤波器件的成本。

本申请进一步提出一种驱动电路，本实施例驱动电路与上述实施例的驱动电路相同，这里不赘述。

区别于现有技术，本申请实施例驱动电路包括：dc/dc变换电路，包括第一开关、第二开关、第一二极管、第二二极管、电感及电容，第一开关的第一端与电源的第一输出端耦接，第一开关的第二端与电感的第一端连接，第一开关的第二端与第二二极管的第二端连接，电感的第二端与第一二级管的第一端连接，电感的第二端与第二开关的第一端连接，第一二级管的第二端与负载电路的第一输入端耦接，第一二级管的第二端与电容的第一端连接，电源的第二输出端接地，第二二极管的第一端接地，第二开关的第二端接地，电容的第二端接地，负载电路的第二输入端接地；控制电路，控制电路的第一输出端与第一开关的控制端连接，通过第一pwm信号控制第一开关工作，控制电路的第二输出端与第二开关的控制端连接，通过第二pwm信号控制第二开关工作；其中，第一pwm信号的占空比大于第二pwm信号的占空比。通过方式，本申请实施例能够在整个输入电压变化范围内用同一种控制方式，从而能够保证电路稳定工作；同时，第一pwm信号的占空比大于第二pwm信号的占空比使得电感的充放电过程放缓，使得电感电流纹波大大减小，电感更易进入连续模式，其磁芯的△b值也大大减小，能够减小产品的成本和体积重量。

以上所述仅为本申请的实施方式，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。