双电源切换系统及切换方法与流程

本发明属于电子技术领域，具体涉及双电源切换系统及切换方法。

背景技术：

由于许多设备产品都是24小时运行的。这类设备产品当出现断电时，设备必须记录当下状况，并启动必要的处理程序。因此，备用电池电源的切换供应电需求是非常必要的，以使系统能快速地于断电瞬间，能紧急完成各种必要之处置措施。

一般若只是将主电源与备用电源分别接至两个二极管的阳极，两个二极管的阴极则对接在一起，然后再连接至负载。此种方式虽简单，且可避免双电源相互回授的问题。但除了输出电压会有二极管导通压降的损耗外，事实上当双电源电压接近时，两个电源皆会供电予负载；因此并不适合作为双电源切换供电的应用。在现有的双电源切换系统中，其切换开关多采用两个功率pmos管源极对接设计方式，可达到快速切换且降低导通的电压损耗。而开关的控制方式则可采用主电源侦测直接控制，或是采用专用芯片控制。然而这些方式有一部分会存在双电源电压相互回授的问题，或是有一部分在某些条件下，当主电源断电后再复电时,将无法从备用电源再切换为主电源。

技术实现要素：

针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种双电源切换系统及切换方法，既能够避免双电源相互回授的问题，还能够保证双电源独立供电。

第一方面，一种双电源切换系统，包括检测单元、控制器、第一开关电路、第二开关电路和交互阻隔电路；

所述检测单元的输入端连接至主电源的输出端，检测单元的输出端连接至所述控制器的信号检测端；控制器的控制输出端分别连接至所述第一开关电路的控制端和第二开关电路的控制端；第一开关电路的输入端连接主电源的输出端；第二开关电路的输入端连接备用电源的输出端；第一开关电路的输出端和第二开关电路的输出端分别连接至所述交互阻隔电路的输入端；所述交互阻隔电路的输出端连接外部设备。

优选地，所述第一开关电路包括pmos管q1，pmos管q1的源极作为第一开关电路的输入端，接主电源的输出端；pmos管q1的栅极作为第一开关电路的控制端，接控制器的控制输出端；pmos管q1的漏极作为第一开关电路的输出端，接所述交互阻隔电路的输入端；pmos管q1的源极还通过其内部体二极管反接其漏极；

所述第二开关电路包括pmos管q2，pmos管q2的源极作为第二开关电路的输入端，接备用电源的输出端；pmos管q2的栅极作为第二开关电路的控制端，接控制器的控制输出端；pmos管q2的漏极作为第二开关电路的输出端，接所述交互阻隔电路的输入端；pmos管q2的源极还通过其内部体二极管反接其漏极。

优选地，所述交互阻隔电路包括pmos管q3、pmos管q4、电阻r3和电阻r4；

pmos管q3的漏极作为所述交互阻隔电路的输入端，接所述pmos管q1的漏极；pmos管q3的栅极通过所述电阻r3接地，pmos管q3的漏极通过其内部体二极管正接其源极；pmos管q3的源极接pmos管q4的源极；

pmos管q4的漏极作为所述交互阻隔电路的输入端，接所述pmos管q2的漏极；pmos管q4的栅极通过所述电阻r4接地，pmos管q4的漏极通过其内部体二极管正接其源极；

pmos管q3的栅极接pmos管q4的漏极；pmos管q4的栅极接pmos管q3的漏极；

pmos管q3的源极与pmos管q4的源极共同作为所述交互阻隔电路的输出端，连接外部设备。

优选地，所述pmos管q1、pmos管q2、pmos管q3和pmos管q4均为功率pmos管。

第二方面，一种双电源切换方法，在第一方面所述双电源切换系统上运行；所述控制器执行以下方法：

读取检测单元的输出信号；

根据检测单元的输出信号得到主电源的工作状态，并根据所述工作状态输出高电平或低电平，控制pmos管q1或pmos管q2导通。

优选地，当所述主电源的工作状态为工作时，控制pmos管q1导通，pmos管q2截止。

优选地，当所述主电源的工作状态为断电时，控制pmos管q1截止，pmos管q2导通。

由上述技术方案可知，本发明提供的双电源切换系统及切换方法，增加了交互阻隔电路，虽然多增加了两个pmos管，且供应给外部设备的电压损耗会略增一个pmos管的导通压降，但相较于一般二极管压降而言，却能有效地降低。特别是针对大负载设备，其电压及功率损耗的改善将更为明显；同时亦有效解决传统双电源切换系统所存在电压回授的问题，保证双电源独立供电。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。在所有附图中，类似的元件或部分一般由类似的附图标记标识。附图中，各元件或部分并不一定按照实际的比例绘制。

图1为现有的双电源切换系统的基本架构示意图。

图2为现有的双电源切换系统的电路图。

图3为现有的双电源切换系统中3种工作状态下的供电路径走向。

图4为ltc4414内部结构。

图5为ltc4414可被应用于双电源开关的电路图。

图6为本发明实施例二提供的双电源切换系统的电路示意图。

图7为本发明实施例二提供的交互阻隔电路的电路图。

图8为本发明的系统当主电源断电瞬间的供电路径走向。

图9为本发明的系统当主电源复电的供电路径走向。

具体实施方式

图1为现有的双电源切换系统的基本架构示意图，因考虑到主电源于断电瞬间切换至备用电源期间，不能造成设备重置启动，因此图中切换开关不可使用切换时间较长之机械型态开关(如继电器)。而由于mosfet开关具有快速的切换速度，且其导通电阻极低等优越特性，故常选用pmos管做为切换开关。

现有的双电源切换系统，主电源与备用电源自动切换的电路设计必须符合下列功能要求：

①当主电源存在时，设备电源即由主电源供应；而当主电源断电时，则自动切换至备用电源供电。

②此两组电源必须完全独立隔离，彼此皆不能相互回授至另一端。

③无论电源切换至主电源或备用电源，因切换所造成的电压损耗应尽可能降低。

现有的双电源切换系统，如图2所示，切换开关多采用两个功率pmos管源极对接设计方式，可达到快速切换且降低导通的电压损耗。而开关则可采用传统的主电源侦测直接控制方式，或是采用专用芯片控制方式；以下将分别加以说明。

1)主电源侦测控制方式。

主电源侦测控制方式是依据侦测主电源的存在与否，进而直接加以控制双电源的切换。在此传统设计架构中，只需一常用电压检测芯片(如tc54或max6376)来感应由市电所供应主电源是否断电。此外，在控制电路部份，可采用低功率nmos管作为控制逻辑开关；并依据主电源侦测状态，以控制pmos管q1与pmos管q2栅极电位的高低。当主电源存在时，电压检测芯片的感应输出可直接藉由一个nmos管的反向来控制连接主电源的pmos管q1导通，而此nmos管的反向输出再经另一nmos管的再次反向则控制连接电池的pmos管q2关闭。反之，当主电源断电时，则电压检测芯片的感应输出将致使pmos管q1关闭与pmos管q2导通，而将供给设备的电源切换至电池电源。

如图3中(1)所示，这样当主电源与电池电源同时存在，或仅有主电源存在时，pmos管q1导通、pmos管q2截止，此时主电源低损耗输出。如图3中(2)所示，仅有电池电源存在时，pmos管q2导通、pmos管q1截止，此时电池电源低损耗输出。

如图3中(3)所示，当主电源与电池电源同时存在，但主电源瞬间断电时，由于功率mosfet具有延迟转态特性，因此电池电源瞬间仍然经由延迟转态的pmos管q1回授至主电源端。因此电压检测器仍视为主电源供电，而致使控制器仍然保持pmos管q1导通、pmos管q2关闭的状态，此时供予设备的电池电源将有pmos管q2内部体二极管压降的损耗，且形成另一循经pmos管q1的放电路径。

当然若pmos管q1与pmos管q2的源极分别串接二极管，然后再使两个二极管阴极对接输出至设备，如此就可避免电源回授的问题，然而，这样无论是主电源或电池供电，输出至设备的电压又将多增加一个二极管的电压损耗。图3所示分别为上述3种工作状态下的供电路径走向。

2)专用芯片控制方式。

为解决上述因主电源瞬间断电，而致使电池电压回授至主电源端，专用芯片其内部通常会利用运算放大器(opa)快速反应的特性，而作为电源切换的判断控制，例如采用芯片ltc4414进行控制。ltc4414内部结构如图4所示，此乃是利用输出感应电压(vsense)与输入电压(vin)做一差值放大，并将此电压转换为相对应的电流输入至模拟控制器。当vin-vsesne>20mv时，模拟控制器会驱使栅极驱动器与电压箝位保护电路将gate输出低电位，以控制外部pmos管导通。反之，若vin-vsesne<20mv时，则gate输出高电位，以确保外部pmos管关闭。而另一接脚stat输出准位状态则恰与gate相反，将可利用此信号控制另一外部pmos管。因此，ltc4414可被应用于双电源开关，如图5所示。

图5的电路中，仅有vcc存在时，pmos管q1导通，但gate输出电位不够高，致使pmos管q2仍导通，vcc回授至电池端。当vcc与vbat同时存在，且vcc>vbat，pmos管q1导通、pmos管q2截止，主电源vcc低损耗输出。仅有vbat存在时，pmos管q2导通、pmos管q1截止，电池电源vbat低损耗输出。当vcc与vbat同时存在，但vcc瞬间断电时，pmos管q2导通、pmos管q1截止，电池电源vbat仍维持低损耗输出。当vcc复电时，则从vbat切回vcc，但若vcc-vbat<0.5v，此时pmos管q2仍导通，pmos管q1仍截止，输出vo无法从vbat切回vcc。

这样当主电源瞬间断电时，ltc4414切换至电池电源是可以低损耗输出，且不会回授至主电源端。若欲当主电源再次复电且切换为主电源输出，其限制条件为：主电源电压必须略大于电池电压0.5v以上。此外，若电池电压过低于主电源电压，将会出现部分主电源电压回授至电池电源端，而致使设备无法获得全部主电源电压的供给。

为此，下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。需要注意的是，除非另有说明，本申请使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。

实施例一：

由于现有的双电源切换系统会有电压回授的问题，例如：采用主电源侦测控制方式当主电源断电时，备用电源除供电予设备外，还会藉由电压回授至主电源连接端，而多形成一电池放电路径；如此也将缩短电池供电的时间。

本实施例提供的一种双电源切换系统，包括检测单元、控制器、第一开关电路、第二开关电路和交互阻隔电路；

所述检测单元的输入端连接至主电源的输出端，检测单元的输出端连接至所述控制器的信号检测端；控制器的控制输出端分别连接至所述第一开关电路的控制端和第二开关电路的控制端；第一开关电路的输入端连接主电源的输出端；第二开关电路的输入端连接备用电源的输出端；第一开关电路的输出端和第二开关电路的输出端分别连接至所述交互阻隔电路的输入端；所述交互阻隔电路的输出端连接外部设备。

具体地，检测单元可以是电压检测芯片，电压检测芯片用于检测主电源是否正常供电或断电。该系统，使用电压检测芯片侦测主电源是否存在，并根据主电源是正常供电或断电，进行电源切换。备用电源可以采用电池供电。

该系统增加了交互阻隔电路，特别适用于大负载设备，其电压及功率损耗的改善将更为明显；同时亦有效解决传统双电源切换系统所存在电压回授的问题，保证双电源独立供电。

实施例二：

实施例二提供的系统在上述实施例的基础上，增加以下内容：

参见图6，所述第一开关电路包括pmos管q1，pmos管q1的源极作为第一开关电路的输入端，接主电源的输出端；pmos管q1的栅极作为第一开关电路的控制端，接控制器的控制输出端；pmos管q1的漏极作为第一开关电路的输出端，接所述交互阻隔电路的输入端；pmos管q1的源极还通过其内部体二极管反接其漏极；

所述第二开关电路包括pmos管q2，pmos管q2的源极作为第二开关电路的输入端，接备用电源的输出端；pmos管q2的栅极作为第二开关电路的控制端，接控制器的控制输出端；pmos管q2的漏极作为第二开关电路的输出端，接所述交互阻隔电路的输入端；pmos管q2的源极还通过其内部体二极管反接其漏极。

具体地，所述pmos管q1和pmos管q2均为功率pmos管。

该系统不同于传统设计方式，pmos管q1与pmos管q2是以其源极分别连接至主电源或备用电源输入，而非以漏极接至主电源或备用电源输入。

参见图7，所述交互阻隔电路包括pmos管q3、pmos管q4、电阻r3和电阻r4；

pmos管q3的漏极作为所述交互阻隔电路的输入端，接所述pmos管q1的漏极；pmos管q3的栅极通过所述电阻r3接地，pmos管q3的漏极通过其内部体二极管正接其源极；pmos管q3的源极接pmos管q4的源极；

pmos管q4的漏极作为所述交互阻隔电路的输入端，接所述pmos管q2的漏极；pmos管q4的栅极通过所述电阻r4接地，pmos管q4的漏极通过其内部体二极管正接其源极；

pmos管q3的栅极接pmos管q4的漏极；pmos管q4的栅极接pmos管q3的漏极；

pmos管q3的源极与pmos管q4的源极共同作为所述交互阻隔电路的输出端，连接外部设备。

具体地，pmos管q3和pmos管q4均为功率pmos管。

该系统增加采用了2个栅极互控且源极对接的pmos管(q3与q4)，以形成一交互阻隔电路，进而避免电压回授的产生。该电路动作原理说明如下：

1)开始工作时，主电源与备用电源同时存在，由于检测单元检测到主电源存在，这时驱动pmos管q1与pmos管q3处于导通状态，而pmos管q2与pmos管q4则处于截止状态。

2)参见图8，当主电源断电瞬间，主控制器驱动pmos管q2导通并关闭pmos管q1，虽然pmos管q1尚未立即转态，但pmos管q1与pmos管q3漏极连接处的电位(即vg4)已降低，将致使pmos管q4导通。且此时pmos管q2与pmos管q4漏极连接处的电位(即vg3)则升高至备用电源电压，将致使pmos管q3的栅极变为高电位而关闭pmos管q3。因此，藉由pmos管q3内部的体二极管便可阻隔备用电源电压回授至主电源连接端。

3)参见图9，当主电源复电时，主控制器驱动pmos管q1导通，而pmos管q2被关闭，pmos管q2与pmos管q4漏极连接处的电位vg3降低，因而致使pmos管q3导通。而此时pmos管q1与pmos管q3漏极连接处的电位升高至主电源电压，也致使pmos管q4的vg4变为高电位而关闭pmos管q4。如此藉由pmos管q4内部的体二极管则可避免主电源回授至备用电源，且此时将恢复由主电源以低损耗输出至设备,。

4)若仅有主电源存在，或是备用单元电压较低于主电源电压，主电源电压也不会回授至备用电源端。

因此，由图8与图9右侧的等效电路可看出：pmos管q3与pmos管q4在此的作用相当于近似理想的动态二极管开关，当导通时仅有较低的导通压降(约20mv)，而截止时，则藉由其内部体二极管可阻隔电压回授。此种交互阻隔设计，虽然多增加了两个pmos管，且供应给外部设备的电压损耗会略增一个pmos管的导通压降，但相较于一般二极管压降而言，却仍是有效地降低。特别是针对大负载设备，其电压及功率损耗的改善将更为明显；同时亦有效解决传统双电源切换设计所存在电压回授的问题。

为验证体现本实施例提供的系统的优点。在基于相同功率pmos管的规格条件下，分别对现有的主电源侦测控制方式、专用芯片控制方式、及本发明所提出系统进行对比。此处主电源电压(vcc＝12.2v)为来自市电产生的电源配适器，而备用电源则由锂电池组(vbat＝11.8v)所提供。并依据各种切换动作条件，分别针对这3种型态切换电路加以量测与分析比较。

a)输出电压损耗

采用pmos管作为切换的功率晶体，基本上在完全导通的状态下，其输出的电压损耗是相当的低(约20mv)。从表1中可看出：只有采用主电源侦测控制方式，会在主电源瞬间断电时，造成电池电压输出约0.6v的损耗。而其余切换系统，无论是切换至主电源或电池，其输出几乎就等于原始的供应电源电压。但由于此时主电源电压未大于电池电压0.5v以上，若是采用专用芯片控制方式，则会当主电源断电后再次复电时，其输出无法从电池电压切换回主电源电压。而若是采用本发明的系统，不论主电源或电池的电压孰大孰小，皆不会发生上述情形。

表1.切换输出电压

b)输出电压回授

对于较佳的双电源切换设计，应该考虑到两个供应电源必须完全独立隔离，且彼此皆不能相互回授至另一端。经过实际的量测(如表2)发现：主电源瞬间断电时，主电源侦测控制切换方式会发生电池电压回授至主电源端。而专用芯片控制切换方式，则是当仅有主电源存在，或是电池电压较低于主电源电压时，也会发生主电源电压回授至电池端。然而，若采用本发明的系统，无论在任何状况下，两个供应电源皆能各自独立，且彼此都不会相互回授至另一端。

表2.电压回授产生情形

因此，即使采用市售芯片(如：ltc4414)可减少电路复杂度外，也确实有效解决传统双电源设计的电压回授问题；而且其输出保有pmos管导通低损耗的优势。然而若主电源电压因变动而致使仅略大于备用电源电压，或甚而小于备用电源电压时，当主电源一旦断电再复电的状况下，则输出无法从备用电源再切回主电源。因此，对于欲符合各种电源状况的实际应用而言，采用市售芯片并非最佳选择。而本系统在任何状况条件下，完全解决现有双电源设计的电压回授问题，将可满足设备运行不断电的应用需求，且提供较优越的性能。

本发明实施例所提供的系统，为简要描述，实施例部分未提及之处，可参考前述系统实施例中相应内容。

实施例三：

一种双电源切换方法，在上述双电源切换系统上运行；所述控制器执行以下方法：

读取检测单元的输出信号；

根据检测单元的输出信号得到主电源的工作状态，并根据所述工作状态输出高电平或低电平，控制pmos管q1或pmos管q2导通。

优选地，当所述主电源的工作状态为工作时，控制pmos管q1导通，pmos管q2截止。

优选地，当所述主电源的工作状态为断电时，控制pmos管q1截止，pmos管q2导通。

本发明实施例所提供的方法，为简要描述，实施例部分未提及之处，可参考前述系统实施例中相应内容。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。