一种间接矩阵变换器空间矢量过调制方法与流程
本发明涉及一种电力电子技术领域，具体涉及一种基于输入电流矢量相位的间接矩阵变换器空间矢量过调制方法。
背景技术：
矩阵变换器(matrixconverter,mc)是在周波变换器基础上发展起来的一种ac-ac直接交流变换器，具有输出电压波形可控、输入输出电流正弦、输入功率因数可控且不受输出功率因数的限制、集成度高、能量密度大等优势，成为极具潜力的新一代电能变换装置。矩阵变换器从拓扑结构上可分为直接矩阵变换器(conventionalmatrixconverter,cmc)和间接矩阵变换器(indirectmatrixconverterimc)，相比于cmc，imc所需的开关器件数量少，结构更为紧凑，因此imc颇有发展潜力。
由于mc电压传输比(voltagetransferratio,vtr)低，制约了其工业化的应用，特别是在电机驱动领域。在提高mc的vtr的各种技术中，过调制技术以算法简单、无需改变变换器拓扑结构等优点，备受国内外学者的广泛关注。
为提高mc的电压传输比，不同的空间矢量过调制策略应用到矩阵变换器中。虽然这些空间矢量过调制策略可将矩阵变换器电压传输比提高到1，但输出电压基波幅值的实际值与参考输出电压存在较大误差。
技术实现要素：
本发明针对现有技术的不足，提出了一种根据采用不同的过调制策略，将过调制区划分为三个区，间接矩阵变换器在三个调制区之间依次运行，通过调节整流级输入电流矢量相位，提高了间接矩阵变换器电压传输比的间接矩阵变换器空间矢量过调制方法。
本发明的技术方案如下：
一种间接矩阵变换器空间矢量过调制方法，包括以下步骤：
s1：根据采用不同的过调制策略，将过调制区划分为i区、ii区和iii区，其中i区为(m0<m<m1)，ii区为(m1<m<m2)，iii区为(m2<m<m3)；间接矩阵变换器在i区、ii区和iii区间依次运行；
s2：在过i区通过调节输出电压矢量的幅值，即采用输出电压最小相位误差过调制策略，将电压传输比m从m0提高到m1；
s3：在ii区通过调节输出电压矢量的幅值和相位，即采用输出电压最小幅值误差过调制策略，将电压传输比m从m1提高到m2；
s4：在iii区通过调节输入电流矢量的相位，即采用输入电流最小幅值过调制策略，将电压传输比m从m2提高到m3；
线性区的上限矢量为iin/vlinear，所对应的空间矢量调制策略为整流级采用双有效矢量合成调制，逆变级采用双有效矢量和零矢量合成调制；所述i区的上限矢量iin/vout_max所对应的调制方法为整流级和逆变级都采用双有效矢量合成调制；所述ii区的上限矢量iin/vl所对应的调制方法为整流级采用双有效矢量合成调制，逆变级采用单有效矢量调制；所述iii区的上限矢量iv/vl所对应的调制方法为整流级和逆变级都采用单有效矢量调制；每一个过调制区的调制策略通过上、下极限矢量线性加权原理实现。
线性区和所述i区的分界电压传输比m0为线性区上限矢量iin/vlinear所对应的电压传输比0.866；i区和ii区的分界电压传输比m1为i区上限矢量iin/vout_max所对应的电压传输比0.954；ii区的最大电压传输比m2为过调制ii区上限矢量iin/vl所对应的电压传输比，其值为1；iii区的最大电压传输比m3为iii区上限矢量iv/vl所对应的电压传输比，其值为1.05。
当所述间接矩阵变换器运行在i区和ii区时，整流级采用双有效矢量调制，输入电流矢量iin等于参考输入电流矢量iref；所述i区的输出电压矢量vout由下限矢量vlinear和上限矢量vout_max线性加权合成，所述ii区的输出电压矢量vout由下限矢量vout_max和上限矢量vl线性加权合成。
合成过程包括：
其加权系数k1和k2分别为：
当所述间接矩阵变换器运行在iii区时，逆变级采用单有效矢量调制，输出电压矢量vout等于vl，iii区输入电流矢量iin由参考输入电流矢量iref和上限矢量iv线性加权合成。
合成过程包括：
iin＝(1-k3)iref+k3iv
其加权系数k3分别为：
k3＝(m-m2)/(m3-m2)。
本发明的技术效果如下：
本发明根据采用不同的过调制策略，将过调制区划分为i区、ii区和iii区，每一个过调制区的调制策略通过上、下极限矢量线性加权原理实现。在过调制i区、ii区、iii区分别通过改变输出电压矢量的幅值、输出电压矢量的幅值和相位、输入电流矢量的相位将电压传输比提高到1.05，且具有整个过调制区输出电压基波幅值线性化程度好的特点。从而实现间接矩阵变换器的电压传输比突破1的同时，获得与参考输出电压无误差的输出电压基波幅值。
本发明还结合仿真和实验来验证本发明的空间矢量过调制策略的有效性和输入、输出低频谐波特性。
附图说明
图1是间接矩阵变换器的拓扑结构示意图；
图2是本发明调制策略的过调制区分区；
图3是当间接矩阵变换器运行在线性区、i区和ii区的上限矢量所对应的整流级和逆变级空间矢量调制；
图4是当间接矩阵变换器运行在iii区的上限矢量所对应的整流级和逆变级空间矢量调制；
图5(a)-5(c)分别是过调制i区、ii区、iii区下的输出线电压vab、相电流ia和输入相电流ia仿真波形；
图6(a)-6(c)分别是过调制i区、ii区、iii区下的输出线电压vab、相电流ia和输入相电流ia实验波形。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。
如图1所示，间接矩阵变换器(indirectmatrixconverterimc)分为整流级和逆变级，假设输入功率因数为1，且定义电压传输比m、基波电压传输比mout_1、参考输入电流矢量iref以及参考输出电压矢量vref分别为：
m＝vref/vin；mout_1＝vout_1/vin(1)
式中，vref为参考输出电压矢量的幅值；vout_1为输出电压基波幅值；vin为输入电压幅值；θin＝2πfint，fin为输入电压频率；iref为参考输入电流矢量iref的幅值，由输出电压和输出负载决定；iout为输出相电流峰值，
本发明的间接矩阵变换器空间矢量过调制方法包括以下步骤：
s1：如图2所示，根据采用不同的过调制策略将过调制区划分为i区、ii区和iii区，其中i区为(m0<m<m1)，ii区为(m1<m<m2)，iii区为(m2<m<m3)；间接矩阵变换器在i区、ii区和iii区间依次运行；
s2：在过i区通过调节输出电压矢量的幅值，即采用输出电压最小相位误差过调制策略，将电压传输比m从m0提高到m1；
s3：在ii区通过调节输出电压矢量的幅值和相位，即采用输出电压最小幅值误差过调制策略，将电压传输比m从m1提高到m2；
s4：在iii区通过调节输入电流矢量的相位，即采用输入电流最小幅值误差过调制策略，将电压传输比m从m2提高到m3。
每一个过调制区的调制策略通过上、下极限矢量线性加权原理实现。
如图3所示，线性区的上限矢量为iin/vlinear，所对应的调制方法为整流级采用双有效矢量合成调制，逆变级采用双有效矢量和零矢量合成调制；过调制i区的上限矢量iin/vout_max所对应的调制方法为整流级和逆变级都采用双有效矢量合成调制；过调制ii区的上限矢量iin/vl所对应的调制方法为整流级采用双有效矢量合成调制，逆变级采用单有效矢量调制；如图4所示，过调制iii区的上限矢量iv/vl所对应的调制方法为整流级和逆变级都采用单有效矢量调制。
其中，线性区和i区的分界电压传输比m0为线性区上限矢量iin/vlinear所对应的电压传输比0.866；i区和ii区的分界电压传输比m1为过调制i区上限矢量iin/vout_max所对应的电压传输比0.954；ii区的最大电压传输比m2为过调制ii区上限矢量iin/vl所对应的电压传输比，其值为1；iii区的最大电压传输比m3为过调制iii区上限矢量iv/vl所对应的电压传输比，其值为1.05。
当间接矩阵变换器运行在过调制i区和ii区时：
整流级采用的调制方法与线性区的调制方法相同，即采用双有效矢量合成调制，输入电流矢量iin等于参考输入电流矢量iref。过调制i区通过调节输出电压矢量的幅值来提高电压传输比m，其输出电压矢量vout由下限矢量vlinear(线性调制的上限矢量)和上限矢量vout_max线性加权合成，过调制ιι区通过调节输出电压矢量的幅值和相位来提高电压传输比m，其输出电压矢量vout由下限矢量vout_max(过调制i区的上限矢量)和上限矢量vl线性加权合成，合成过程如下：
其加权系数k1和k2分别为
在过调制i区和ii区，整流级两个输入电流有效矢量的占空比分别为：
式中，kin为输入电流矢量扇区号。
在过调制i区，逆变级两个输出电压有效矢量和零矢量的占空比分别为：
式中，dα和dβ为线性区上限矢量vlinear对应的逆变级两有效矢量占空比，dα_max和dβ_max为过调制i区上限矢量vout_max对应的逆变级两有效矢量占空比。其值分别为：
式中，kout为输出参考电压矢量所在的扇区号。
在过调制ii区，逆变级两个输出电压有效矢量的占空比分别为：
当间接矩阵变换器运行在过调制iii区时：
逆变级采用单有效矢量调制，输出电压矢量vout等于vl，通过改变整流级输入电流矢量的相位来提高电压输出比。过调制iii区输入电流矢量iin由下限矢量iref(过调制i和ii区的输入电流矢量)和上限矢量iv线性加权合成，即
iin＝(1-k3)iref+k3iv(11)
其加权系数k3为
k3＝(m-m2)/(m3-m2)(12)
在过调制iii区，逆变级两个输出电压有效矢量的占空比与式(10)相同，整流级两个输入电流有效矢量的占空比为
为了研究本发明的过调制策略对输入和输出特性的影响，利用傅里叶变换对输入电流和输出电压低频谐波进行定量分析。下面结合仿真和实验来验证本发明的空间矢量过调制策略的有效性和输入、输出低频谐波特性。
如表1所示，根据输入滤波参数，间接矩阵变换器输入电流含有频率为650hz的谐振频率，为抑制谐振和防止系统震荡，在输入滤波电路中加入了阻尼电阻rf。
表1：仿真和实验参数
如表2所示，vab_ref和vab_1,0分别为参考输出线电压幅值和输出线电压基波幅值，ia和ia分别为输出a相电流和输入a相电流。
表2：不同电压传输比m下的仿真结果数据
从表2可知，由于输入滤波器的压降，基波电压传输比mout_1略小于电压传输比m。当间接矩阵变换器运行在过调制i区(m＝0.88，0.91，0.94)，由于输出电流低频谐波分量小，其输出电流的thd小于3％。
当间接矩阵变换器运行在过调制ii区(m＝0.97，1)，由于逆变级采用输出电压最小幅值误差过调制策略，输出谐波畸变率thd大大增加。
当间接矩阵变换器运行在过调制iii区时，逆变级调制方法不变，其输出谐波畸变率thd基本不变。
输入电流在过调制i区的谐波畸变率thd偏小；在过调制ii区由于h|fin±6fout|的增大使其谐波畸变率thd有所增加，而在过调制iii区，随着整流级采用输入电流最小幅值误差过调制策略，其谐波畸变率thd大大增加。
如图5(a)-5(c)所示，在输出线电压和相电流的fft分析中，虚线框内的谐波分量为h|fout±6fin|和h|fout±12fin|。在输入相电流的fft分析中，虚线框内的谐波频率为h|6fout±fin|。由于fft分析采用的是关于一个变量(fout或者fin)的快速傅里叶变换分析，不能准确地获得频率为|pfout±qfin|谐波含量，但却会在该频率的附近形成边带谐波。
从图5(a)可以看出，过调制i区(m＝0.94)的输出电流波形正弦度好，畸变率小；输入电流畸变率不大。通过fft分析可知，输出线电压、相电流的低频谐波分量h5fout、h7fout、h11fout、h13fout和h|fout±6fin|均小于3％，输入相电流的低频谐波分量h5fin、h7fin和h|6fout±fin|也均小于3％。
从图5(b)可以看出，过调制ii区(m＝1)的输出电流波形严重畸变；输入电流畸变率增大。通过fft分析可知，输出线电压、相电流的低频谐波分量h5fout、h7fout、h11fout、h13fout大大增加，而h|fout±6fin|与过调制i区基本相同，输入相电流的低频谐波分量h5fin、h7fin与过调制i区基本相同，但h|6fout±fin|大大增加。
从图5(c)可以看出，过调制iii区(m＝1.05)的输出和输入电流波形都严重畸变。通过fft分析可知，输出线电压、相电流的低频谐波分量h5fout、h7fout、h11fout、h13fout和h|fout±6fin|与过调制ii区基本相同，略有增加。这是由于逆变级在过调制iii区采用的调制方法与过调制ii区的方法一致。随着整流级调制方法的改变，过调制iii区的输入相电流的低频谐波分量h5fin、h7fin，h11fin和h13fin大大增加，h|6fout±fin|基本保持不变。
如图6(a)所示，过调制i区(m＝0.94)的输出电流和输入电流波形正弦度好，谐波畸变率小。
如图6(b)所示，过调制ii区(m＝1)的输出电流波形严重畸变，谐波畸变率大大增加，输入电流的谐波畸变率也有所增加。
如图6(c)所示，过调制iii区(m＝1.05)的输出电流波形与过调制ii区的波形基本相同，谐波畸变率也基本不变，但输入电流波形严重畸变，谐波畸变率大大增加。
图6(a)-6(c)的实验波形与图5(a)-5(c)的仿真波形基本相同，但输出电压基波幅值偏小，输入输出电流谐波畸变率thd偏大，这是由于实验系统中加入死区，且存在最大和最小占空比限制以及管压降等。
综上所述，通过傅里叶变换分析过调制区输出电压基波幅值与参考输出电压的关系，证明输出电压基波幅值与参考输出电压无误差。证明本发明通过调节输入电流矢量相位将电压传输比提高到1.05的空间矢量过调制策略，实现了间接矩阵变换器的电压传输比突破1的同时，获得与参考输出电压无误差的输出电压基波幅值。
应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明创造，但不以任何方式限制本发明创造。因此，尽管本说明书参照附图和实施例对本发明创造已进行了详细的说明，但是，本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明创造进行修改或者等同替换，总之，一切不脱离本发明创造的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明创造专利的保护范围当中。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！