一种基于MMC的隔离型DC-DC直流变换器及控制方法与流程

本发明涉及混合直流互联电网领域，具体涉及一种基于mmc的隔离型dc-dc直流变换器及控制方法。

背景技术：

近年来，新能源发电发展迅速，截止2017年底，仅中国的风电装机容量达到1.64亿千瓦，光伏发电装机容量达到1.3亿千瓦，稳居世界首位。但由于大部分情况下新能源资源与负荷呈现逆向分布，大规模新能源远距离输送成为新能源外送消纳的主要方式，但是随着同步支撑电源的比例逐步下降，甚至停止开发，如何在弱同步支撑甚至无同步支撑下输送新能源成为研究热点。随着直流输电技术的发展，大规模新能源通过直流远距离输送已经成为发展趋势。

经过几十年的发展，传统的点对点高压直流输电技术lcc-hvdc日趋成熟、可靠；而由于可以实现有功无功的解耦控制，新型的柔性高压直流输电技术vsc-hvdc更适合于新能源的并网接入。但是vsc型直流输电的单通道输送能力远低于lcc型直流输电。因此，将点对点的高压直流输电线路扩展到多端、多类型直流输电电网，是实现大规模广域直流输配电的关键技术，既可以发挥vsc-hvdc灵活控制的优势，又可以发挥lcc-hvdc输送容量大的特点。直流电网未来必定会走向多类型直流互联的直流网络，基于现有的传统高压直流输电工程lcc-hvdc，接入对新能源发电适应性更强的vsc-hvdc是不可避免的，这里将含有lcc-hvdc和vsc-hvdc的直流电网称之为混合直流互联电网。然而，lcc-hvdc采用晶闸管器件相控变流器lcc在潮流反转时电压极性反转电流方向不变，vsc-hvdc采用电压源型变流器潮流反转时电压极性不变电流反向，不能将vsc-hvdc与lcc-hvdc直接相连，如何将vsc-hvdc与lcc-hvdc连接成为重要的研究课题。

技术实现要素：

为了解决现有技术中所存在的问题，本发明提供一种基于mmc的隔离型dc-dc直流变换器及控制方法。

本发明提供的技术方案是：一种基于mmc的隔离型dc-dc直流变换器，包括：高频变压器、第一mmc和第二mmc；

所述高频变压器的一侧通过所述第一mmc与基于电压源型换流器的高压柔性直流输电网vsc-hvdc连接；

所述高频变压器的另一侧通过所述第二mmc与基于电网换相换流器的高压直流输电网lcc-hvdc连接；

所述第一mmc中各桥臂的子模块采用半桥结构，所述第二mmc中各桥臂的子模块采用全桥结构。

优选的，所述第一mmc和第二mmc分别包括三相，每相分为上下两个桥臂，同一相的上下桥臂通过桥臂电感连接，各桥臂子模块的数量相同。

优选的，所述第一mmc交流侧的每一相通过等效交流侧电感与高频变压器一侧的每一相连接，所述第一mmc的直流侧与基于电压源型换流器的高压柔性直流输电网vsc-hvdc连接。

优选的，所述第二mmc交流侧的每一相直接与所述高频变压器另一侧的每一相连接，所述第二mmc的直流侧与基于电网换相换流器的高压直流输电网lcc-hvdc连接，用于实现lcc-hvdc的功率传输和潮流反转。

基于同一发明构思，本发明还提供了一种控制所述隔离型dc-dc直流变换器的方法，其特征在于，包括：

基于接收的控制指令，确定隔离型dc-dc直流变换器的第一mmc或第二mmc的控制模式，实现所述dc-dc直流变换器的级控制；

基于所述控制模式、调制波生成机制与所述第一mmc或第二mmc中的各桥臂的子模块电容电压控制，确定各桥臂级控制；

基于所述桥臂控制和开关脉冲生成机制确定每一个子模块中开关管的开关序列；

其中，所述第一mmc的每一个子模块中，开关管的开关序列确定投入和切除两种工作状态；

所述第二mmc的每一个子模块中，开关管的开关序列确定正极性投入、正极性切除、负极性切除和负极性投入四种工作状态。

优选的，所述基于所述控制模式、调制波生成机制与所述第一mmc或第二mmc中的各桥臂的子模块电容电压控制，确定各桥臂级控制，包括：

基于所述控制模式，获取变压器两侧准两电平方波移相角度，确定所述第一mmc或第二mmc中的各桥臂工作状态切换时刻；

基于所述各桥臂工作状态切换时刻和所述调制波生成机制，确定所述第一mmc或第二mmc中的各桥臂投入工作状态的子模块数量；

基于所述子模块电容电压控制，确定各桥臂中投入工作状态的所有子模块的投入时序。

优选的，所述基于所述各桥臂工作状态切换时刻和所述调制波生成机制，确定所述第一mmc或第二mmc中的各桥臂投入工作状态的子模块数量，包括：

基于第一mmc或第二mmc中各子模块在开关周期内的工作状态和各子模块在所述开关周期对应的相位，构建各子模块开关函数；

将所述第一mmc或第二mmc中每一个桥臂上所有的子模块开关函数叠加构建所述桥臂开关函数；

为所述桥臂开关函数构建约束条件；

基于所述桥臂开关函数和约束条件，获取所述第一mmc或第二mmc中的各桥臂投入工作状态的子模块数量。

优选的，所述子模块开关函数，如下式所示：

式中：sk：第k个子模块的开关函数；n：阶次：ω：开关的角频率；γk：第k个子模块的移相角；a相、b相和c相的初始相位，分别为0、2π/3、-2π/3；δ：原副边的相对移相角度。

优选的，所述约束条件，包括：

所述桥臂开关函数中的上桥臂开关函数与下桥臂开关函数以开关周期为中心对称；

以桥臂为控制单元，各控制单元中的单位偏差量相同；

上、下桥臂以及各相之间存在固定相位差；

每相中对应的上、下桥臂投入的子模块数量互补，且和为所述上、下桥臂中子模块的总数。

优选的，所述基于子模块电容电压控制，确定各桥臂中投入工作状态的所有子模块的投入时序，包括：

在所述第一mmc或第二mmc的各桥臂中，对投入工作状态的所有子模块的电压进行控制；

基于各子模块的移相角和电压变换设置移相能量关系；

基于所述移相能量关系和电容电压排序结果为子模块分配移相角；

基于所述移相角确定各桥臂中投入工作状态的所有子模块的投入时序。

优选的，所述基于获取的各子模块的移相角和电压变换设置移相能量关系，包括：

s1、将各子模块的电压值并进行排序，获得电压排序结果；

s2、基于所述电压排序结果和设置的移相能量关系，为各子模块分配移相角；

s3、若当前各子模块的电压状态触发了阈值，则采集相邻两个采样时刻的子模块电压增量，基于所述电压增量的值和移相角，修正当前所述移相能量关系，并执行步骤s1；否则结束循环。

优选的，所述基于接收的控制指令，确定隔离型dc-dc直流变换器的第一mmc或第二mmc的控制模式，包括：

当隔离型dc-dc直流变换器接收到恒电流控制指令时，控制lcc-hvdc侧或vsc-hvdc侧的直流电流恒定；

当隔离型dc-dc直流变换器接收到恒功率控制指令时，根据功率和电流的关系转化为，控制lcc-hvdc侧或vsc-hvdc侧的直流电流恒定；

当隔离型dc-dc直流变换器接收到恒电压控制指令时，控制lcc-hvdc侧或vsc-hvdc侧的直流电压恒定；

当隔离型dc-dc直流变换器接收到控制模式切换指令时，进行恒电流控制、恒功率控制和恒电压控制之间的切换；

当隔离型dc-dc直流变换器接收到电压极性反转指令时，在lcc-hvdc中，基于控制高频变压器的功率进行潮流反转。

优选的，所述基于控制高频变压器的功率进行潮流反转，包括：

将高频变压器的功率降至0，并停止使用所述高频变压器；

切换lcc-hvdc中全桥子模块的工作模式，使得需要反转的lcc-hvdc的直流侧电压为反极性电压；

待反转电压和潮流稳定，重新启动所述高频变压器。

优选的，所述控制lcc-hvdc侧的直流电流恒定，包括：

基于采集的lcc-hvdc侧和vsc-hvdc侧的电压电流参数和前馈补偿量，获得相角差；

基于lcc-hvdc侧的直流电流和所述相角差之间的关系进行调制，控制lcc-hvdc侧的直流电流恒定。

优选的，所述lcc-hvdc侧的直流电流和所述相角差之间的关系，如下式所示：

式中：ilcc：lcc-hvdc侧的直流电流；n：变压器变比；evsc：vsc-hvdc侧相电压有效值；elcc：lcc-hvdc侧相电压有效值；δ：变压器两侧电压相压差；ulcc：lcc-hvdc侧直流电压；ltot：交流侧总电感；ω：调制角频率。

优选的，所述前馈补偿量，如下式所示：

式中：δ2：前馈补偿量；ivsc：vsc-hvdc侧的直流电流；

其中，vsc-hvdc侧的直流电流ivsc，按下式计算：

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

本发明提供的技术方案，包括：高频变压器、第一mmc和第二mmc；所述高频变压器的一侧通过所述第一mmc与基于电压源型换流器的高压柔性直流输电网vsc-hvdc连接；所述高频变压器的另一侧通过所述第二mmc与基于电网换相换流器的高压直流输电网lcc-hvdc连接；所述第一mmc中各桥臂的子模块采用半桥结构，所述第二mmc中各桥臂的子模块采用全桥结构。采用全桥mmc和半桥mmc相结合的拓扑结构，实现了lcc-hvdc和vsc-hvdc的可靠互联，支撑了混合直流互联系统的安全稳定运行，为大规模新能源采用混合直流互联系统外送奠定了基础。

本发明提供的技术方案，基于分层控制的理念，提出了适应所提出拓扑的mmc桥臂级调制策略和均压控制，根据控制指令提出了适应所提出拓扑的dc-dc变换器级控制，通过控制高频变压器的功率实现潮流反转，既可以满足lcc-hvdc和vsc-hvdc互联的需求，又能够实现电压极性的反转，从而实现混合直流互联系统的潮流反转功能。

附图说明

图1为现有技术中混合直流系统的dc-dc变换器示意图；

图2为现有技术中mmc拓扑结构示意图；

图3为本发明提供的基于mmc的隔离型dc-dc直流变换器拓扑结构示意图；

图4为现有技术中半桥拓扑结构的示意图；

图5为现有技术中全桥拓扑结构示意图；

图6为本发明中子模块开关模型示意图；

图7为本发明中桥臂开关模型示意图；

图8为本发明中不同移相角的子模块在单周期内与交流侧电流的电荷量交互示意图；

图9为本发明中交流侧通用等效向量图；

图10为本发明中dc-dc接口变换器的分层控制系统示意图；

图11为本发明中dc-dc变换器的恒电流控制框图；

图12为本发明中dc-dc变换器的恒功率控制框图；

图13为本发明中dc-dc变换器的恒电压控制框图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明，下面结合说明书附图和实例对本发明的内容做进一步的说明。本发明提供的具有电压极性反转功能、用于连接vsc-hvdc与lcc-hvdc的大功率dc-dc变换器成为建设未来直流输电网络的关键设备，对于大功率电压极性可反转dc-dc变换器，拓扑结构和极性反转控制器设计已成为重要研究课题。

如图1所示，为混合直流系统的dc-dc变换器，基于vsc-hvdc与lcc-hvdc的特点，可以总结出vsc-hvdc与lcc-hvdc的互联接口即dc-dc变换器应满足以下技术要求：

1)具备恒定电压、恒定电流和恒定功率三种模式控制功能：其中恒定电压控制模式要求能够控制输出侧电压恒定或输入侧电压恒定；恒定电流控制模式要求能够控制输出侧电流恒定或输入侧电流恒定；

2)具备直流lcc侧直流电压极性反转功能：将双极性直流电压在直流网外部指令下变换为同向或反向双极性直流电压的功能；

3)具备电气隔离功能：变换器内部要求采用电气隔离措施。

如图2所示，mmc拓扑结构的直流变换器继承了传统级联式拓扑在器件数量、模块化结构方面的优势，适用于交流输出频率恒定、对电压和功率等级要求极高的有功功率变换场合，mmc具有许多适用于高压大功率应用场合的结构和输出特征：高度模块化的结构、具有公共直流母线、便于工程实现、不平衡运行能力、故障穿越和恢复能力。mmc结构的特点契合了vsc-hvdc与lcc-hvdc互联的技术需求。

因此，如图3所示，本发明提出了一种基于mmc的隔离型dc-dc直流变换器，包括：高频变压器、第一mmc和第二mmc；

所述高频变压器的一侧通过所述第一mmc与基于电压源型换流器的高压柔性直流输电网vsc-hvdc连接；

所述高频变压器的另一侧通过所述第二mmc与基于电网换相换流器的高压直流输电网lcc-hvdc连接；

所述第一mmc中各桥臂的子模块采用半桥结构，所述第二mmc中各桥臂的子模块采用全桥结构。

本发明通过采用全桥mmc和半桥mmc相结合的拓扑结构，既可以满足lcc-hvdc和vsc-hvdc互联的需求，又能够实现电压极性的反转，从而实现混合直流互联系统的潮流反转功能，并提出了适应所设计拓扑的控制方法，实现了lcc-hvdc和vsc-hvdc的可靠互联，支撑了混合直流互联系统的安全稳定运行，为大规模新能源采用混合直流互联系统外送奠定了基础。

基于模块多电平的拓扑结构也就是mmc结构，其拓扑结构如图2所示。在该结构中，sm(sub-module)代表子模块。子模块通常由全桥结构或者半桥结构构成。每一相分为上、下2个桥臂。各桥臂模块数量可以由数个至数百个不等，因此在交流侧可以产生多电平的电压波形，且波形质量好。同时，由于桥臂模块数量可以累加至数百个，因此其直流侧电压等级通常可以很高。

mmc结构的功率单元的主电路和控制系统均采用模块化设计，便于系统扩容，有利于缩短工程设计和加工周期，模块化的功率单元采用相同容量的直流电容和功率开关器件，具有很强的可替代性，便于系统维护，模块化的结构特点使得mmc具有出色的硬件和软件兼容性，易于冗余工作设计；mmc无需集中电容器组或其它无源滤波元件进行直流侧滤波，可避免直流侧短路引起的浪涌电流以及系统机械破坏的风险，提高系统可靠性的同时，也有利于降低系统成本，mmc可实现对公共直流母线电压的有源控制，公共直流母线电压和电流连续可调；传统的高压直流母线一般要求具有较低的等效电感，而mmc对系统主回路的杂散参数不敏感，采用普通电缆即可实现所有功率单元间的可靠连接，因而变换器的结构设计更加灵活，这是mmc的一个突出优点；由于mmc各相桥臂的工作原理完全相同，且均可独立控制，当交流输入电压不平衡或者发生局部故障时mmc仍可靠运行，当mmc交流侧发生不平衡故障(如单相故障)后，其它两相仍可继续满功率传输功率，系统传输容量仅需降额总输出能力的三分之一，对于较脆弱的电网，mmc能有效减少频率波动，避免甩负荷或者发电机跳闸；mmc具有良好的故障穿越能力，这是因为mmc的直流储能量大，网侧发生故障时，功率单元不会放电，公共直流母线电压仍然连续，不仅保障了mmc的稳定运行，并可在较短的时间内从故障状态恢复，因而具有很强的“黑启动”能力。基于以上特点，mmc结构成为实现lcc-hvdc和vsc-hvdc互联的必然选择。

本发明针对lcc-hvdc和vsc-hvdc的互联需求，设计了一种基于mmc的dc-dc变换器拓扑结构，提出了该拓扑结构变换器的调制策略和控制方法，并仿真验证了设计的有效性和可行性。

本发明基于如图10所示的分层控制概念，提出的一种基于mmc的隔离型dc-dc变换器及控制方法，包括：

i、基于lcc-hvdc和vsc-hvdc的技术特运行特性点和互联技术需求，设计dc-dc变换器拓扑结构；

ii、根据提出的dc-dc变换器拓扑结构，基于分层控制的理念，设计mmc桥臂级控制；

iii、根据提出的dc-dc变换器拓扑结构，基于分层控制的理念，设计dc-dc变换器级控制。

进一步的，所述步骤i中，基于lcc-hvdc和vsc-hvdc的技术特运行特性点和互联技术需求，设计dc-dc变换器拓扑结构。

在混合直流互联dc-dc变换器的系统中，用高频变压器连接两个mmc变换器的交流侧实现dc-ac-dc变换。本发明采用两套mmc变流器经交流侧连接的隔离型拓扑结构。

mmc和高频变压器采用三相结构，为实现lcc侧电压极性反转，在该拓扑结构中，lcc系统侧的各子模块采用全桥拓扑结构；vsc系统侧的各子模块采用半桥拓扑结构。中间采取隔离变压器实现一二次侧的电气隔离，同时变压器也可以起到一二次侧电压匹配的功能。基于mmc的隔离型dc-dc变换器拓扑结构如图3所示，图中标号含义如表1所示。

表1基于mmc的隔离型变换器拓扑结构标号含义

基于mmc的隔离型dc-dc变换器左右两侧均为三相mmc变流器。左侧连接vsc-hvdc，称为vsc侧(vsc-side)，右侧连接lcc-hvdc，称为lcc侧(lcc-side)。vsc电压极性不会发生改变，因此vsc侧模组采用半桥结构。半桥子模块能实现电流反向而不能实现电压反向输出，因此只能用于vsc侧的控制。

但是lcc电压极性会发生反转现象，从现有的工艺来看，由全桥子模块(fullbridgesub-module,fbsm)级联而成的全桥模块化多电平换流器(fullbridgemmc,fmmc)具有直流电压、直流电流4象限运行能力，全桥子模块能够实现电压电流反向输出，因此用于lcc侧的控制。

半桥结构能够输出0和+uc两种电平，其开关状态如表2所示。

全桥结构能够输出0，+uc和-uc三种电平，其具体开关状态如表3所示。

表2半桥子模块工作状态总结

半桥结构和全桥结构如图4和图5所示，其中全桥模块可以工作在反电压极性下。在正电压极性工作模式下，vt1保持“常关”状态，vt2保持“常通”状态。因此电流以vt2、vd2、vt3、vd3、vt4、vd4与子模块电容c构成回路，进而在模块输出端口表现为电容电压的正向接入状态。

在反电压极性工作模式下，vt1保持“常通”状态，vt2保持“常关”状态。因此电流以vt1、vd1、vt3、vd3、vt4、vd4与子模块电容c构成回路，进而在模块输出端口表现为电容电压的反向接入状态。全桥子模块工作模式总结可见表格3。

表3全桥子模块工作状态总结

其中，off表示“关断”状态，on表示“导通”状态。“投入”的工作状态表示“模块电容被接入”，“切除”的工作状态表示“模块电容被移除”。

全桥结构如图5所示，当左边支路上桥臂子模块为关断状态、左边支路下桥臂子模块为导通状态时，全桥结构工作于正电压极性工作模式：右边支路上桥臂子模块为导通状态、右边支路下桥臂子模块为关断状态时，全桥结构工作于正电压极性投入状态；右边支路上桥臂子模块为关断状态、右边支路下桥臂子模块为导通状态时，全桥结构工作于正电压极性切除状态。

当左边支路上桥臂子模块为导通状态、左边支路下桥臂子模块为关断状态时，全桥结构工作于负电压极性工作模式：右边支路上桥臂子模块为导通状态、右边支路下桥臂子模块为关断状态时，全桥结构工作于负电压极性切除状态；右边支路上桥臂子模块为关断状态、右边支路下桥臂子模块为导通状态时，全桥结构工作于负电压极性投入状态。

进一步的，所述步骤ii中，根据提出的dc-dc变换器拓扑结构，基于分层控制的理念，设计mmc桥臂级控制。

基于控制模式，获取变压器两侧准两电平方波移相角度，确定第一mmc或第二mmc中的各桥臂工作状态切换时刻；

基于各桥臂工作状态切换时刻和所述调制波生成机制，确定第一mmc或第二mmc中的各桥臂投入工作状态的子模块数量；

基于子模块电容电压控制，确定各桥臂中投入工作状态的所有子模块的投入时序。

对于mmc变换器来说，调制策略与控制方法是最为关键的内容。

首先，根据提出的dc-dc变换器拓扑结构，采用了基波开关调制思路，提出了一种采用基波开关频率的准两电平调制策略。本专利从vsc侧原边侧a相下桥臂的一个子模块开始逐一介绍该调制策略。

如图6所示为单个子模块的开关模型，图中的“s＝1”表示子模块处于投入状态，“s＝0”表示子模块处于“切除”状态。图中以2π弧度为一个完整周期，“弧度0”表示开关周期的中心，周期起始到终止是从-π到π。图中红色表示投入时段，γ表示投入时段的中心，整个投入时段起始相位(相对于开关周期)为γ-π/2，终止相位为γ+π/2，整个投入时段的弧度为π，占空比为50％。对该子模块开关模型进行傅里叶展开可以得到开关函数，函数表达式如式1所示：

式中，k表示子模块序号，ω表示开关的角频率，φabc表示a相、b相和c相的初始相位，分别为0、2π/3、-2π/3，δ为原副边(vsc侧与lcc侧)的相对移相角度。

如图7所示为桥臂开关模型，对于含有n个子模块的桥臂来说，桥臂开关模型就是n个子模块开关模型的叠加。桥臂开关模型就由s1到sn叠加形成的。为了在桥臂开关模型的边沿处形成对称阶梯波，则必须保证桥臂上各子模块开关模型的边沿不重叠。由于调制策略需要保持占空比为50％不变，因此只要保证各子模块的γ不相等即可。因此需要对γ采取一定的控制和约束措施。若经过一定的控制即可使得各子模块的移相角均不同，则很容易形成图7下部所示的梯形波。从数学角度分析，桥臂开关函数则是所有子模块开关函数的叠加。

该调制方法的使用需要满足以下3种约束条件：

1)上桥臂开关函数与下桥臂开关函数均为关于开关周期中心的对称图形；

2)调制策略以桥臂为独立控制单元，各控制单元中的单位偏差量δ相同。上、下桥臂以及各相之间存在固定相位差；

3)每相中的上、下桥臂投入模块数量互补，总和恒定，恒定值为桥臂模块数n。

其次，根据提出的dc-dc变换器拓扑结构，结合轮换控制和排序控制的基本思想，提出一种无电流采样的均压控制方法。

子模块电压均衡是一个动态过程。在该动态过程内，子模块吸收的能量总和为0，则子模块处于平衡状态。在传统工频调制策略中，动态过程是以电压周波为单位的。但在本专利的调制策略中，交流电压与电流处于同频状态，因此一个开关周期就完成了一次完整的能量吸收，数个开关周期就构成了一个完整的动态过程。在一个开关周期内，桥臂的共模电流对桥臂上所有子模块的充放电是相同的。而桥臂中的交流电流成分将会对不同移相角的子模块产生不同的能量积累。

如图8所示，现取定两个子模块开关函数为si和sj，qi与qj为对应开关函数与桥臂电流交流成分的积分面积。q的物理意义为子模块电容在单开关周期内吸收或释放的电荷量。显然当移相角不同时，子模块在单周期内吸收的电荷量不同，利用此差异，通过控制移相角可以消除子模块间储能差异，实现子模块电压均衡。

根据桥臂开关函数s∑的叠加原理以及子模块移相角对称原则，求得原边交流电压up如下：

原边交流电压up，副边交流电压us的各次谐波通式为：

up,2n-1＝(-1)ⁿ⁺¹up,2n-1cos(2n-1)ωt(3)

us,2n-1＝(-1)ⁿ⁺¹us,2n-1cos[(2n-1)ωt+δ2n-1)](4)

其中，δ2n-1＝(2n-1)δ。up,2n-1与us,2n-1为原副边电压各次谐波的幅值。如图9所示，选取原副边第2n-1次电压构建交流侧通用等效相量图。

原边交流电流各次谐波通式：

ip,2n-1＝(-1)ⁿ⁺¹ip,2n-1cos[(2n-1)ωt+φp,2n-1](5)

式中，ip,2n-1为原边侧对应各次谐波电流的幅值；φp,2n-1为up,2n-1与ip,2n-1的功率因数角。

根据函数的正交原理，可将子模块能量e分解为：

其中，econst为共模电流引入的能量，对于所有子模块均相同；e2n-1为各阶次交流电流引入的能量，这部分能量对于不同子模块是不同的。

可求出各阶次能量通式e2n-1：

e2n-1＝a2n-1f(δ2n-1,γk,2n-1)(7)

其中，

从公式(7)中可以得到各阶次子模块能量e2n-1与移相角γk,2n-1相关。桥臂中的交流电流成分将会对不同移相角的子模块产生不同的能量积累。单位移相量δ选定的前提下，子模块单周期能量积累值仅与γ有关，与电流无关。通过控制子模块的移相角γ，可以控制子模块在单周期内能量积累的大小。若可以得到关于移相角与单周期能量积累的排序关系(简称为移相能量关系)，则可基于电容电压排序结果，合理分配子模块移相角，实现子模块均压控制。

因此，通过跟踪各子模块采用的移相角度以及个子模块电压变换情况，可以得到正确的移相能量关系。但整个控制过程需设定修正移相能量关系的触发阀值，若子模块呈现发散状态，在发散达到一定程度时则触发修正移相能量关系功能，修正当前的移相能量关系。在呈现收敛状态时，保存当前的移相能量关系，将修正移相能量关系功能关闭。

均压控制步骤：

s1：给定子模块初始化的移相能量关系，并设定触发阀值；

s2：子模块电压值得到子模块电压排序结果。并根据其排序结果和移相能量关系，重新分配移相角度；

s3：判断当前电压状态，判断是否触发了阀值。若触发了阀值，则跳转到s4；否则，跳转到s5；

s4：采集相邻两个采样时刻(tk-1和tk)子模块电压增量，根据电压增量的大小以及所使用的移相角度，重新修正移相能量关系，得到当前工作环境下的移相能量关系；

s5：跳转回s2。

进一步的，所述步骤iii中，根据提出的dc-dc变换器拓扑结构，基于分层控制的理念，设计dc-dc变换器级控制。

在分层控制系统中，作为dc-dc变换器的上层控制，dc-dc变换器级控制要接收直流网络控制中心的控制给定以及控制模式切换指令、电压极性反转指令；并进行定电流控制、定功率控制、定电压控制，负责实现dc-dc的外特性。

根据前面所述的电压极性可反转dc-dc变换器的工作原理，在移相控制模式下以相角差作为dc-dc的控制量。根据实际工程需要可以选择以下三种控制方式：

恒电流控制模式可以控制lcc侧直流电流恒定，也可以控制vsc侧直流电流恒定；

由于功率守恒，因此对于lcc侧的恒功率控制和vsc侧的恒功率控制是同一概念，可将定功率控制给定除以电压以从而转换为恒电流控制模式；

恒电压控制模式可以控制lcc侧直流电压恒定，也可以控制vsc侧直流电压恒定。

恒电流控制模式可以控制lcc侧直流电流恒定，也可以控制vsc侧直流电流恒定，以控制lcc侧直流电流恒定为例进行控制设计。

被控量ilcc和控制量δ之间的关系为：

在移相控制方法下，固定调制比，代入有：

在其它参数为额定值情况下，当相角差δ很小的情况下认为ilcc与δ为线性关系；那么从δ到ilcc的传递函数可近似为：

其中，ki为比例系数，tsw为变换器等效延时。

可采用pi调节器作为其闭环控制器。

另外，同样可以得到：

因此可以在控制器中引入前馈补偿量δ2用于抑制电压扰动：

综上，如图11所示，画出恒电流控制框图。恒功率控制框图、恒电压控制框图分别如图12、13所示，恒功率控制、恒电压控制推导过程与恒电流控制类似，不再列举。

直流输电的系统输送功率的大小和方向是可以人为控制的，由其控制系统来进行相应的控制。一般将直流输电输送功率方向的变化称为功率反送，也称为潮流反转。当发生潮流反转时，两端的换流站的运行工况会发生变化，即原本的整流站变为逆变运行，而原本的逆变站则变为整流状态。对于lcc-hvdc，由于lcc换流阀的单向导电性，因此直流线路中的电流方向无法发生变化。从而lcc-hvdc中的潮流反转是通过改变电压极性来实现的，而非改变电流的方向。

dc-dc变换器的lcc侧全桥子模块电压极性反转控制流程如下：

若mmc变流器单相含有2n个子模块，上下桥臂各n个，因此任意时刻在直流侧接入的模块数应保持n个，也就是说：不论直流侧的电压极性是正极性还是反极性，任意时刻都要保持n个模块处于投入的状态，n个模块处于切除的状态。

lcc直流侧正电压极性：在该工况下，若上桥臂投入a个子模块，下桥臂必然要投入n-a个。

假设电容电压处于均衡控制状态，各电容电压为uc，那么直流侧电压应为ucn，而交流侧电压应为uc(n-2a)/2。

a取值范围是0～n，则可以得到表4所示的交流侧电压遍历结果。

lcc直流侧反电压极性：在该工况下，若上桥臂投入a个子模块，下桥臂必然要投入n-a个。

假设电容电压处于均衡控制状态，各电容电压为-uc，那么直流侧电压应为-ucn，而交流侧电压应为-uc(n-2a)/2。

a取值范围是0～n，则可以得到表5所示的交流侧电压遍历结果。

表4lcc侧正电压极性下的模块数与交流、直流电压关系

表5lcc侧负电压极性下的模块数与交流、直流电压关系

根据上文所述的全桥子模块mmc拓扑结构与工作原理，电压极性反转时序应按如下方案操作：

s1:将接口变换器的功率降至0；

s2:停止接口变换器的工作；

s3:下发控制指令，切换全桥子模块的工作模式；

s4:等待lcc侧直流电压缓慢反向，直至合理电压范围；

s5:再次启动接口变换器。

显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在申请待批的本发明的权利要求范围之内。