一种双端功率变换电路的制作方法

本发明涉及一种电路，特别涉及一种双端功率变换电路。

背景技术：

双端功率变换电路主要有双端正激和双端反激电路两种，这种电路具有结构简单、控制简便、开关管电压应力较低、能量可回馈输入电源等优点。不过，双端电路有个明显的缺点就是其两个开关管不共地，高位开关管的驱动较为复杂。

目前，最常用的高位开关管驱动方法是变压器隔离驱动，采用脉冲变压器将控制芯片发出的驱动信号隔离后，来驱动高位开关管。这种驱动方法较为简单，可以不用为高位开关管的驱动电路设置专门的高位供电电源。但是在这种电路在实际应用中调试难度较大，因为驱动变压器既要传递信号，还有耦合驱动所需的能量，由于变压器的分布参数较复杂，经过变压器耦合后的驱动波形会存在失真，影响驱动效果，在实际工作中，电路调试有比较大的难度。另外，驱动变压器以及变压器前、后端的信号处理电路也比较占用体积，也增加了电路的布局难度。

技术实现要素：

本发明的主要目的是为解决现有技术中的技术问题，提供一种驱动波形失真度小的双端功率变换电路。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：

一种双端功率变换电路，包括变压器t、开关管v1、开关管v2、二极管d1、二极管d2，所述二极管d1、二极管d2反向并联，所述开关管v1、开关管v2、变压器t的原边和二极管d1、二极管d2构成输入单元，所述开关管v1的控制信号输入端通过隔离驱动电路与控制驱动电路的控制信号输出端连接，所述开关管v2的控制信号输入端与控制驱动电路的控制信号输出端连接。

进一步，还包括二极管d4、电容c3，所述二极管d4、电容c3串联后与开关管v1并联，所述隔离驱动电路电源输入端连接在二极管d4、电容c3之间。

进一步，还包括稳压电路，所述稳压电路的电源输入端连接在二极管d4、电容c3之间，所述稳压电路的电源输出端与所述隔离驱动电路电源输入端连接。

进一步，所述稳压电路为线性稳压电路或开关稳压电路。

进一步，在所述二极管d4、电容c3支路上串联有用于防止电容c3上电压充过高的电阻、电感或电容。

进一步，所述隔离驱动电路为高速数字光耦合器或者高速数字磁耦合器。

进一步，还包括由变压器t的副边、二极管d3、二极管d5、电感l1、电容c2组成的正激输出单元。

进一步，还包括由变压器t的副边、二极管d3、电容c2组成的反激输出单元。

综上内容，本发明所述的一种双端功率变换电路，相比脉冲变压器驱动方式，本发明采用的隔离驱动电路驱动高位开光管，使电路输出的驱动波形畸变极小，驱动效果好，降低了电路调试难度。通过二极管d4、电容c3组成的高位取电支路为隔离驱动电路提供工作电压，相比于采用外置电源供电，可有效减少成本和体积。

附图说明

图1是本发明正激电路示意图；

图2是本发明开关管v2开通期间等效电路示意图；

图3是本发明开关管v2关断期间等效电路示意图；

图4是本发明开光管v1、开关管v2关断时等效电路示意图；

图5是本发明反激电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一

如图1所示，在本实施例中，一种双端功率变换电路为双端正激电路，包括变压器t、开关管v1、开关管v2、二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d5、电感l1、电容c2。

其中，二极管d1、二极管d2反向并联，所述开关管v1、开关管v2、变压器t的原边和二极管d1、二极管d2构成输入单元。开关管v1的控制信号输入端通过隔离驱动电路与控制驱动电路的控制信号输出端连接，所述开关管v2的控制信号输入端与控制驱动电路的控制信号输出端连接。

通过隔离驱动电路传递驱动信号到高位开关管v1，隔离驱动电路只负责传递信号而不需要耦合能量，相比脉冲变压器驱动方式，电路输出的驱动波形畸变极小，驱动效果好，降低了电路调试难度。

双端功率变换电路还包括一与开关管v1并联的取电支路，为隔离驱动电路提供工作电压，取电支路包括二极管d4、电容c3，二极管d4、电容c3串联后与开关管v1并联。如果输入电压vin的范围合适，使电容c3上的电压正好满足开关管v1的驱动电平需求，则用电容c3上得到的电压直接对隔离驱动电路供电，隔离驱动电路电源输入端连接在二极管d4、电容c3之间。如果输入电压vin的范围不合适，则还包括一稳压电路，稳压电路的电源输入端连接在二极管d4、电容c3之间，稳压电路的电源输出端与隔离驱动电路电源输入端连接。

通过二极管d4、电容c3组成的高位取电支路为隔离驱动电路提供工作电压，相比于采用外置电源供电，可有效减少成本和体积。

在本实施例中，稳压电路为线性稳压电路或开关稳压电路，线性稳压电路结构简单，成本低，但是电路的效率低，影响整机效率的提升；开关稳压电路效率高，对整机效率影响小，但是电路成本相对有增加。应用中可以根据产品的实际要求，选择合适的稳压方式。

在二极管d4、电容c3支路上可以串联有用于防止电容c3上电压充过高的电阻、电感或电容。

在本实施例中，隔离驱动电路为高速数字光耦合器或者高速数字磁耦合器。

变压器t的副边、二极管d3、二极管d5、电感l1、电容c2组成的正激输出单元。

如图2至图4所示，输入电压vin上电后，控制电路送出pwm驱动信号，低边开关管v2开始开关动作，此时高位开关管v1因为驱动电压还没建立，无法动作，保持关断状态，因此双管正激主电路暂未启动工作。

在开关管v1关断，开关管v2进行开关动作期间，由二极管d4、电容c3、开关管v2、二极管d2与变压器t的原边电感lp形成一个buck电路，对电容c3进行充电。

电容c3的电压升高达到稳压电路的正常工作电压后，vdd电压建立，隔离驱动电路启动工作，开关管v1也开始开关动作，双管正激主电路开始正常运行。

在双管正激电路正常运行期间，开关管v1和开关管v2同时开通，同时关断。开关管开通时，由于开关管v1导通，电容c3不能充电，依靠前一开关周期的储能向稳压电路放电；在开关管关断期间，变压器t的原边电感lp的激磁电流需要继续流通使变压器磁复位，迫使二极管d1、二极管d2开通进行续流，此时，变压器t的原边电感lp的复位电流及漏感电流通过二极管d2、二极管d4对c3充电。如此，在每个周期中，电容c3在开关管关断时充电，开关管开通时放电，两端电压到达平衡。

实施例二

如图5所示，在本实施例中，一种双端功率变换电路为双端反激电路，其包括由变压器t的副边、二极管d3、电容c2组成的反激输出单元，其他与实施例一相同。

如上所述，结合附图所给出的方案内容，可以衍生出类似的技术方案。但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。