本发明涉及一种逆变技术,特别涉及一种新型准z源三电平逆变器及其恒功率并网控制系统。
背景技术:
近年来,随着微电网技术的快速发展以及新能源的广泛应用,新型逆变器拓扑及其并网控制方法成为了研究的热点。z源逆变器(z-sourceinverter,zsi)的提出使得上下桥臂直通成为正常状态,形成独特的升降压机制,增加了系统安全性和抗电磁干扰性。但是现存z源逆变器拓扑存在局限性:直流升压因子较小,在输出电压较高时,必须增加直通时间,使得逆变器长时间处于恶劣工作环境,从而也加大了电容电压应力;起动冲击电流过大,容易损坏逆变器。因而对zsi拓扑的进行改进研究,对于微电网更高质量发展具有重要意义。
现有文献提出一种降低z源网络电容电压应力的拓扑,并抑制起动冲击,但升压效果没有得到提高。也有提出了一种降低系统成本,抑制了冲击电流,但升压能力却依旧没有得到提高。也有专门提出增加升压能力的改进型z源逆变器,但升压效果不明显。还有将开关电感技术应用到z源拓扑中,采用的对称两电平结构,其电容电压应力依旧很高,开关器件承受的电压强度依旧很大。
为了减少逆变器并网对大电网稳定性的影响,有必要对并网控制策略进行分析。现有文献有利用动态电压调节器和和静止无功补偿器进行调节,但安装成本高,利用率低;还有采用多功能并网逆变器的控制系统,避免锁相环对于电能质量治理环节的影响,但实现过程会占用较多硬件空间;也有提出采用并联补偿装置快速消除谐波的有功控制策略,但没有充分考虑无功功率的影响。
技术实现要素:
本发明是针对z源逆变器现在存在的问题,提出了一种新型准z源三电平逆变器及其恒功率并网控制系统,对现有的z源逆变器结构进行改进,并提出简化恒功率控制策略,充分考虑无功功率的影响,使得新型准z源三电平逆变器输出功率可以快速跟踪参考功率。必要时可通过输出无功功率支持电网电压,并网电流畸变率低,可实现单位功率因数输出。
本发明的技术方案为:一种新型准z源三电平逆变器,包括依次连接的双直流电源、准z源网络和三电平逆变器,采用2个电压为uin/2的直流电源;准z源网络部分由4个电感、2个电容和7个二极管组成,一个uin/2直流电源正输出接二极管d1正极和电感l1一端,二极管d1与电感l3串联连接并且连接点为d1负极,电感l1与二极管d3串接连接并且连接点为二极管d3正极,两串联连接后并联,即二极管d3负极与电感l3一端连接,二极管d2正极接二极管d3正极,二极管d2负极接二极管d1负极;二极管d3负极也就是并联连接点接二极管d7正极,二极管d7负极接二极管d4正极和电感l2一端,二极管d4与电感l4串联连接并且连接点为d4负极,电感l2与二极管d6串接连接并且连接点为二极管d6正极,两串联连接后并联,即二极管d6负极与电感l4一端连接,二极管d5正极接二极管d6正极,二极管d5负极接二极管d4负极;电容c1并联在二极管d1正极和二极管d7负极;电容c2并联在二极管d7正极和二极管d6负极。
所述准z源逆变器通过lcl滤波后接入电网,恒功率并网控制系统包含功率控制环节、电流控制环节和abc-dq变换环节三个部分,通过电压电流采集模块采集并网的三相电压ex和电流ix,x=a,b,c,三相电压ex通过锁相环得到线路角频率ω,ex、ix和ω通过abc-dq变换环节,得到d轴与q轴电压edq和电流idq输入功率控制环节;给定的有功、无功参考功率pref、qref,通过功率控制环节计算出d轴、q轴的参考电流idref、iqref,然后idref、iqref进入电流控制环节,与实际电流d轴、q轴电流id、iq比较,计算出d轴、q轴电压的参考值udref、uqref;最后通过dq-abc变换环节,转化为三相电压参考值uxref,作为svpwm的输入值,与此同时给定适当的直通占空比d0进入svpwm,svpwm输出调制信号到逆变器。
所述功率控制环节中注入电网功率表达式简化为:
准z源逆变器经过lcl滤波后的电压经过abc-dq变换后轴电压ud和uq的表达式为:
其中ω为并网线路角频率,r为并网线路电阻,l为并网线路电感。
本发明的有益效果在于:本发明新型准z源三电平逆变器及其恒功率并网控制系统,新型准z源三电平逆变器的结构在相同的直通占空比和直流输入电压的情况下,可以获得更高的电压输出,适用于高电压、大功率的场合;与传统z源逆变器相比,加入的开关电感单元中由于采用非对称结构,电容极性与电源极性相同。在获得高电压输出的同时,降低z源电容电压应力,保护了z源网络拓扑,缩小了电容体积,节约了成本;将两电平思想扩展到三电平中,降低了开关器件电压应力,输出的波形正弦度更高,节约了滤波器成本,滤波器采用lcl型,采用注入无源阻尼的方法,抑制了谐振峰值。并网时谐波畸变率更低,并网效果优良;采用简化恒功率控制并网控制策略,使得逆变器输出功率可以调节可控。并且充分考虑无功功率的影响,必要时可以支持电网电压稳定性,提高电网电能质量。
附图说明
图1为本发明所述的准z源三电平逆变器的拓扑结构图;
图2a为传统电压源三电平逆变器的svpwm状态分配图;
图2b为本发明所述的准z源三电平逆变器的svpwm状态分配图;
图3为本发明采用的lcl型滤波器与l型滤波器的伯德图比较图;
图4为本发明所述的新型准z源逆变器的并网控制系统图;
图5a为本发明所述的新型准z源三电平逆变器输出的电感电流波形图;
图5b为传统z源三电平逆变器输出的电感电流波形图;
图6a为本发明所述的新型准z源三电平逆变器输出的电容电压波形图;
图6b为传统z源三电平逆变器输出的电容电压波形图;
图7a为本发明所述的新型准z源三电平逆变器输出的线电压波形图;
图7b为传统z源三电平逆变器输出的线电压波形图;
图8a为l型滤波器入网电流及其频谱特性图;
图8b为本发明所述的注入无源阻尼的lcl型滤波器入网电流及其频谱特性图;
图9为本发明所述的准z源三电平逆变器输出的有功功率、无功功率波形图;
图10为在参考功率下准z源逆变器a相并网电压电流波形图。
具体实施方式
本发明在分析传统z源三电平逆变器的结构与工作原理上,将开关电感技术应用到z源网络拓扑,并且采用非对称结构,并将基于lcl滤波的简化pq控制引入到准z源三电平逆变器的并网控制中,结合改进的svpwm实现逆变器并网控制。
图1为本发明所述的准z源三电平逆变器的拓扑结构。采用双电源,2个电压为uin/2的直流电源,避免了直流侧中点电压不平衡;准z源网络部分由4个电感(l1~l4)、2个电容(c1~c2)和7个二极管(d1~d7)组成,一个uin/2直流电源正输出接二极管d1正极和电感l1一端,二极管d1与电感l3串联连接并且连接点为d1负极,电感l1与二极管d3串接连接并且连接点为二极管d3正极,两串联连接后并联,即二极管d3负极与电感l3一端连接,二极管d2正极接二极管d3正极,二极管d2负极接二极管d1负极;二极管d3负极也就是并联连接点接二极管d7正极,二极管d7负极接二极管d4正极和电感l2一端,二极管d4与电感l4串联连接并且连接点为d4负极,电感l2与二极管d6串接连接并且连接点为二极管d6正极,两串联连接后并联,即二极管d6负极与电感l4一端连接,二极管d5正极接二极管d6正极,二极管d5负极接二极管d4负极;电容c1并联在二极管d1正极和二极管d7负极;电容c2并联在二极管d7正极和二极管d6负极。这样l1、l3、d1~d3所组成的第1路开关电感单位,l2、l4、d4~d6所组成的第2路开关电感单位。在每个电感中增添了三个二极管和一个电感,加入的开关电感单元中由于采用非对称结构,电容极性(c1和c2)与电源极性相同,可以降低电容电压的应力,缩小电容的体积,节约成本。将两电平思想扩展到三电平,两电平扩展到三电平指的是逆变器每相开关管由两个变成了四个,触发脉冲由6路脉冲变为了12路脉冲,这样每一相的开关状态有0,1变成了-1,0,1.变成了三电平。降低了开关器件电压应力,输出的波形正弦度更高。
准z源三电平逆变器包括依次连接的双直流电源、准z源网络和三电平逆变器,逆变器出口连接着lcl型滤波器。
与spwm调制相比,svpwm调制更易于实现数字化。并具有电压利用率更高,开关损耗和谐波畸变率更低,开关组合灵活等优势。由于加入了新型准z源网络,除了要实现传统三电平逆变器功能以外,还需要通过合理插入上下直通矢量实现升压,而调制策略的其余部分,也发生了不同程度的改变。例如,实现时间状态分配的波形由之前的7段式变为了11段式。如图2a和图2b所示。
图3为采用的lcl型滤波器与l型滤波器的伯德图比较。lcl滤波器为一个3阶系统,它由逆变侧电感,并网侧电感和电容组成。通过比较l滤波器与lcl型滤波器的伯德图可见,两者在低频情况下基本无差别,但在高频下,lcl下降速率更大,且存在谐振点。为削弱lcl滤波器的谐振尖峰,注入有源阻尼rd。
图4为本发明所述的新型准z源逆变器的并网控制系统。图中,z0是输电线路的阻抗,ux(x=a,b,c)为并网逆变器经过lcl滤波后的电压,ix为lcl滤波后的电流,ex为电网输入电压。准z源逆变器通过lcl滤波后接入电网。简化恒功率pq控制包含功率控制、电流控制和abc-dq变换三个部分,具体包括通过电压电流采集模块采集并网的三相电压ex和电流ix,通过锁相环(phase-lockedloop,pll)和abc-dq变换环节,得到d轴与q轴电压edq和电流idq;给定的有功、无功参考功率pref、qref,通过功率控制环节计算出d轴、q轴的参考电流idref、iqref,然后在根据电流控制环节,与实际电流d轴、q轴电流id、iq比较,计算出d轴、q轴电压的参考值udref、uqref;最后通过dq-abc变换环节,转化为三相电压参考值uxref,作为svpwm的输入值,与此同时给定适当的直通占空比d0进入svpwm,svpwm输出调制信号到逆变器。
准z源逆变器注入交流网络功率可以表示为:
式中:z为滤波器与交流网络之间的线路阻抗;
由图4可知,并网母线电压可表示为:
将式(2)变换到dq坐标系,得到:
式中:ω为并网线路角频率,r为并网线路电阻,l为并网线路电感。
在dq坐标系下,准z源逆变器经lcl滤波器系统流入大电网的功率为:
在abc-dq变换中,选取d轴和电压矢量方向相同,导致eq等于零。这时,pref只与id相关,qref仅与iq相关。注入电网功率表达式简化为:
对式(3)进行整理,可得:
为了验证提出准z源三电平逆变器的并网控制系统的可行性,本文在matlab/simulink软件上搭建了qzsi及其简化pqcontrol模型,对其仿真波形图进行研究分析。仿真参数取值为:输入直流电压uin=800v,开关频率f=2.5khz;准z源网络电容c1=c2=1000μf,电感l1=l2=l3=l4=1mh,阻尼电阻rd=0.8ω;直通占空比d=0.1;滤波电感l1x=l2x=12mh,滤波电容cf=60μf;l型滤波器电感lf=24mh。pi控制器的参数为kp=55、ki=50;电网相电压为220v、频率为50hz;系统给定的pref在0.1s时由20kw提高到60kw,qref由0var提高到10kvar。
图5a、5b分别为本发明所述的新型准z源三电平逆变器和传统z源三电平逆变器输出的电感电流波形。由于采用了开关电感技术,稳态时电感电流约为45a,且电感电流冲击小。而传统z源三电平逆变器起动冲击电流很大,达到了110a,这将会对z源主回路造成损坏。
图6a、6b分别为本发明所述的新型准z源三电平逆变器和传统z源三电平逆变器输出的电容电压波形。由于采用非对称结构,且电容极性与电源极性相同,极大降低了电容电压应力。当uin=800v,插入的d=0.1时,稳态时准z源逆变器的uc约等于230v,传统z源逆变器其uc大于uin,容易破坏电容,进而破坏准z源网络。
图7a、7b分别为本发明所述的新型准z源三电平逆变器、传统z源三电平逆变器输出的线电压波形。由于插入了直通占空比d=0.1,准z源逆变器的升压因子可以达到1.57,而传统z源逆变器其升压因子只有1.25。准z源逆变器线电压峰值达到了1200v,而传统z源逆变器线电压峰值大约只有950v,因此,准z源逆变器大大提升了升压效果。
图8a、8b分别为l型滤波器、注入无源阻尼的lcl型入网电流及其频谱特性图。lcl型滤波器并网电流总谐波畸变率(thd)为3.17%,低于l型滤波器的thd=4.31%,且lcl波峰畸变较低。由此可见,lcl-filter可以更好降低并网thd,提高入网电能质量。
图9为本发明所述的准z源三电平逆变器输出的有功功率、无功功率波形。设置仿真时间为0.25s,在t=0.1s时,有功功率参考值由20kw变为60kw,无功功率参考值由0var变成了10kvar。由图可见,逆变器输出功率均可以快速跟随参考功率变化,波形平滑,并网控制良好。
图10为在lcl滤波下a相并网电压和电流波形。由图可见,在0.1s以前,由于qref=0,并网电流与大电网电压相位相同,此时功率因数cosψ为1。由于接入大电网,电压被拖入同步。并网相电压峰值是311v,并网电流约等于43a,qzsi输出的p等于20kw,和pref相一致。并网效果良好。在0.1s之后,由于参考无功功率变为了10kvar,并网电流电压有一定的相位差,此时功率因数约等于0.986。
综上所述,以上仅为本发明的较佳实施例而已,并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。