一种三相降压型PFC整流电路的制作方法

本实用新型涉及功率因数校正
技术领域：
，尤其是一种降压型PFC整流电路。
背景技术：
：功率因数校正技术(PowerFactorCorrectionTechnique)是电力电子学界和工业领域的一项基础技术，用于抑制谐波污染以降低高次电流谐波对电网及各用电设备造成的危害。随着用电设备的增加，对电能变换器也提出了高效率、高功率密度和高功率因数的要求，因此，各种新型的PFC变换拓扑也应运而生。目前，单相功率因数校正技术的研究比较多，在电路拓扑和控制方面都相当成熟，而三相功率因数校正的研究则相对较晚较少。近年来随着PFC技术的研究不断的深入，三相PFC日益引起人们的重视。功率因数校正技术分为无源功率因数校正和有源功率因数校正两种：无源功率因数校正采用无源器件，例如LC滤波，虽然电路结构简单、效率高，但是功率因数受电感取值影响，最高只能达到0.95，且输出电压不可控，所以多数情况下不被采用；三相有源功率因数校正的拓扑结构Boost、Buck-Boost电路因具有升压功能，可以保证输入电压在很宽的范围变化时输入电流的连续，但输出电压依然较高，对于要求整流输出电压较低的场合需要在后级连接降压电路。从使用有源功率管的数量来看，三相PFC可分为两类，一类是单开关结构，一类是多开关结构。三相单开关Boost型PFC电路，为了实现三相之间的解耦，三个电感放在交流测，并工作于电流断续模式，其特点是电流控制简单，但是该电路的输入、输出电流纹波较大，对滤波电流要求较高，输出电压过高，这给功率管的选取带来了一定的困难，该电路一般应用于输出功率小于10kw以及对电流THD要求不严格的场合。三相多开关虽然能以较高的精度控制输入电流，获得优异的性能，但驱动和控制策略复杂，成本较高，适合于较大功率场合。技术实现要素：本实用新型的目的在于提供一种三相降压型PFC整流电路，该电路结构简单，采用注入三次谐波电流的方式实现功率因数校正的目的。一种降压型PFC整流电路，包括：三相电压源电路，由三相互成120°的三个正弦电压源组成，三个正弦电压源的一端连在一起；三相不控整流电路，包括并联的三条串联电路，每条串联电路包括两个二极管，三条串联电路与三相电压源电路1的三相正弦电压源分别连接，接入点位于每条串联电路的两个二极管之间；三相有源功率因数校正拓扑电路，输入端连接三相不控整流电路的并联两端；以及有源三次谐波电流注入电路，包括晶闸管和RCD电路，输入端即三条串联电路与三相电压源电路1的三相正弦电压源分别连接的接入点。进一步的，所述三相不控整流电路每条串联电路上的两个二极管其中一个二极管的阳极与另一个二极管的阴极相连，所述三条串联电路阴极与阴极相连、阳极与阳极相连。进一步的，所述三相有源功率因数校正拓扑电路为两个对称的buck电路。有益效果：与现有技术中的三相LC滤波无源功率因素校正电路相比，功率因素可达到1.0，且输出电压可控；与三相boost-buck型PFC整流电路相比，无升压电路的情况下输出较低电压；与三相单开关校正电路相比，电流控制简单，电感电流工作于连续模式，输入输出电流纹波小，只需两个电感，不需实现三相解耦，控制简单；与三相多开关功率因素校正电路相比，驱动和控制策略简单，节约成本，便于实现。附图说明图1是本实用新型的电路结构示意图；图2是本实用新型的控制环路示意图；图3是本实用新型的三相电流仿真效果图；图4是本实用新型工作状态1即A相和C相流通状态(Q1、Q2都导通)下的电路工作状态图；图5是本实用新型工作状态2即A相和B相流通状态(Q1导通、Q2关断)下的电路工作状态图；图6是本实用新型工作状态3即B相和C相流通状态(Q1关断、Q2导通)下的电路工作状态图；图7是本实用新型工作状态4即续流状态(Q1、Q2都关断)下的电路工作状态图；图8是本实用新型在工作状态切换时的电路工作状态图。具体实施方式下面结合附图1～8对本实用新型做详细阐述，在本实用新型的一个附图或一种实施方式中描述的元素和特征可以与一个或更多个其它附图或实施方式中示出的元素和特征相结合。应当注意，为了清楚的目的，附图和说明中省略了与本实用新型无关的、本领域普通技术人员已知的部件和处理的表示和描述。一种降压型PFC整流电路，包括三相电压源电路1，由a、b、c三相互成120°的三个正弦电压源组成，a、b、c三相电压源的一端连在一起；三相不控整流电路2，包括并联的三条串联电路，每条串联电路包括两个二极管，三条串联电路与三相电压源电路1的三相正弦电压源分别连接，接入点位于每条串联电路的两个二极管之间；三相有源功率因数校正拓扑电路3，输入端连接三相不控整流电路2的并联两端；有源三次谐波电流注入电路4，包括晶闸管和RCD电路，输入端即三条串联电路与三相电压源电路1的三相正弦电压源分别连接的接入点。参考附图1，三相电压源电路1，由a、b、c三相互成120°的三个正弦电压源组成，a、b、c三相电压源一端连在一起，另一端分别与三相不控整流电路2相连。三相不控整流电路2包括二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6，D1的阳极与D4的阴极相连构成第一条串联电路，D2的阳极和D5的阴极相连构成第二条串联电路，D3的阳极和D6的阴极相连构成第三条串联电路。以上三条串联电路阴极与阴极相连、阳极与阳极相连。在本实施例中，三相电压源电路1的a相电压源的另一端与第一条串联电路的D1与D4之间的一点相连，b相电压源的另一端与第二条串联电路的D2与D5之间的一点相连，c相电压源的另一端与第三条串联电路的D3与D6之间的一点相连。在其他实施例中，由于三相电压源电路1的三个正弦电压源之间以及三相不控整流电路的三条串联电路之间是等效的，所以，三相电压源电路1的a相电压源的另一端也可与第二条串联电路的D2与D5之间的一点或第三条串联电路的D3与D6之间的一点相连。在本实施例中，三相有源功率因数校正拓扑电路3优选为两个对称的buck电路，其中一个buck电路包括电容C1、功率开关管Q1和Q3、二极管D13、电感L1；第二个buck电路包括电容C1、功率开关管Q2和Q3、二极管D13、电感L2、电容C1。Q1的集电极与三相不控整流电路2的共阴极相连，Q1的发射极与D13的阴极和Q3的集电极相连，Q3的发射极与电感L1的一端相连，电感L1的另一端和电容C1正极相连，Q2的发射极与三相不控整流电路2的共阳极相连，Q2的集电极与D13的阳极和L2的一端相连，L2的另一端与C1的负极相连。在其他实施例中，三相有源功率因数校正拓扑电路3可为Boost、Buck-Boost、Flyback、Sepic或Cuk电路。有源三次谐波电流注入电路4包括晶闸管Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9和RCD电路，RCD电路包括电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6、电容C2、C3、C4、C5、C6、C7、D7以及二极管D8、D9、D10、D11、D12。其中Q4的阳极与C2的阴极和第一条串联电路的中点相连，Q4的阴级、D7的阴极与R1的一端和D13的阴极相连，Q5的阳极与C3的阴极和第二条串联电路的中点相连，Q5的阴级、D8的阴极与R2的一端和D13的阴极相连，Q6的阳极与C4的阴极和第三条串联电路的中点相连，Q6的阴级、D9的阴极与R3的一端和D13的阴极相连，Q7的阳极与C5的阴极和第一条串联电路的中点相连，Q7的阴级、D10的阴极与R4的一端和D13的阳极相连，Q8的阳极与C6的阴极和第二条串联电路的中点相连，Q8的阴级、D11的阴极与R5的一端和D13的阳极相连，Q9的阳极与C7的阴极和第三条串联电路的中点相连，Q8的阴级、D12的阴极与R6的一端和D13的阳极相连。在本实施例中，功率开关管Q1、Q2、Q3为MOSFET器件，Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9是晶闸管。在其他实施例中，功率开关管Q1、Q2、Q3可以是IGBT。参考附图2，三相输入采用两个对称的三相半波整流电路，其共阴极对中性点电压为三相输入电压正半周包络线，共阳极对中性点电压为三相输入电压负半周包络线；控制两个对称的buck电路2的功率管电流分别跟随输入电压正半周和负半周包络线。有源三次谐波电流注入电路4的调制是根据整流器输入电压而换相的低频调制，最终三相相电流与相电压保持相位完全一致，即实现功率因数校正的目的。参考附图3，a为三相输入a相电压Ua和电流ia，b为三相输入b相电压Ub和电流ib，c为三相输入c相电压Uc和电流ic。从a、b、c中可以看出三相电流与三相相电压保持同相位，即实现功率因数校正，仿真结果显示，该PFC功能可使功率因数达到1.0。工作原理：该新型AC/DC变换器是引入三次谐波电流来降低输入电流纹波的。三次谐波电流注入的调制是根据输入电压来进行低频调制的。三次谐波电流在的区间内只会注入到三相中的任意一相。根据降压电路开关管在一个脉冲周期内的导通状态，可以将电路分为四个工作状态。这四个工作状态在区间内的开关状态表如表1所示：Q1、Q2导通状态工作状态1Q1、Q2都导通工作状态2Q1导通、Q2关断工作状态3Q1关断、Q2导通工作状态4Q1、Q2都关断表1各工作状态开关状态表在区间，ua＞ub＞uc。ub在区间内有正有负，可将分为两个区间，即区间和区间在区间内，输入电压ub＜0；在区间内，输入电压ub＞0。工作状态1：A相和C相流通状态(Q1、Q2都导通)。其等效电路如附图4所示，当输入相电压ub在区间内时，此刻输入源和降压电感L1和L2一起经D1、Q1、D6、Q3、Q2向负载提供能量；反之当输入相电压ub在区间内时，同样由输入源和降压电感L1和L2一起经D1、Q1、D6、Q3、Q2向负载提供能量。工作状态2：A相和B相流通状态(Q1导通、Q2关断)。其等效电路图如附图5所示，当输入相电压ub在区间内时，此刻输入源和降压电感L1和L2一起经D1、Q1、Q3、Q8向负载提供能量。工作状态3：B相和C相流通状态(Q1关断、Q2导通)。其等效电路图如附图6所示，当输入相电压ub在区间内时，此刻输入源和降压电感L1和L2一起经Q5、Q3、Q2、D6向负载提供能量。工作状态4：续流状态(Q1、Q2都关断)。其等效电路如附图7所示，当输入相电压ub在区间内时，此刻降压电感L1和L2以恒定电流IDC一起经Q3、D13向负载提供能量，其等效电路图如附图7所示；反之当输入相电压ub在区间内时，同样由降压电感L1和L2以恒定电流IDC一起经Q3、D13向负载提供能量。上述工作状态的切换时候，存在如附图8(Q3关断)的工作状态，Q3关断是为了晶闸管断流从而实现其截止。以上所述仅仅是对本实用新型专利的优选实施方式进行描述，并非对本实用新型专利的范围进行限定，在不脱离本实用新型专利设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本实用新型专利的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本实用新型专利权利要求书确定的保护范围内。当前第1页1 2 3