原边侧功率管电流采样电阻短路保护电路的制作方法

本实用新型涉及一种开关电源电路，尤其是一种原极侧功率管电流采样电阻短路保护电路。

背景技术：

随着物联网、移动设备等电子产品的高速发展，开关电源控制技术也在不断创新和迭代，要求待机功耗越来越低、转换效率越来越高、输出越来越精准、外围越来越简单、价格越来越便宜、保护越来越丰富等等。

集成丰富的保护机制已成为开关电源芯片的重要特征，如FB开短路保护，输出过压、欠压、短路保护、二极管短路保护，VDD过压、欠压保护，线电压过压、欠压保护等。但是，市场上集成开关电源原极侧功率管电流采样电阻短路保护功能的芯片极其少见，而且实现机制比较特殊。

有极个别产品通过高压功率管的镜像比例关系，从中抽出一小股电流流过芯片内部的一个电阻，由电阻上的压降大于峰值阈值基准电压来控制功率管的关断，由此被用来实现开关电源原极侧功率管电流采样电阻短路保护。这种保护控制方式有诸多缺陷，其一是对功率管有要求，必须集成电流镜，带有电流采样功能，成本会增加；其二是控制精度无法保证；其三是应用方案有要求，通常是需要特定的方案，缺乏灵活性。

目前，国内外市场上还没有看到用常规功率管实现电流采样电阻短路保护的通用技术。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服现有技术中存在的不足，提供一种原边侧功率管电流采样电阻短路保护电路，可在常规功率管上实现电流采样电阻短路保护功能，应用方案不受限制，精度高且成本低。本实用新型采用的技术方案是：

一种原边侧功率管电流采样电阻短路保护电路，适用于一种开关电源电路；所述开关电源电路包括：控制电路120、功率管M101、采样电阻R110；其中控制电路120包括功率管导通信号发生模块U121，RS触发器U122，驱动单元U123，第一比较器U124；

功率管导通信号发生模块U121的输出端接RS触发器U122的S端，RS触发器U122的Q端接驱动单元U123的输入端，驱动单元U123的输出端接功率管M101的开关控制端；功率管M101的电流输出端接采样电阻R110一端，采样电阻R110的另一端接原边地；从采样电阻R110一端获得的采样电压Vcs接第一比较器U124的同相输入端，第一比较器U124的反相输入端接采样电压阈值Vthcs；

所述原边侧功率管电流采样电阻短路保护电路包括：第二比较器U221、上升沿延时模块U222，计数器U223，或门U224；

或门U224的一个输入端接第一比较器U124的输出端，第一比较器U124的同相输入端接采样电阻R110一端；第二比较器U221的同相输入端接最小采样电压阈值Vthcs_min；Vthcs_min<Vthcs；第二比较器U221的反相输入端接采样电阻R110的一端；第二比较器U221的输出端接计数器U223的使能端，计数器U223的使能端接高电平时进行计数，计数器U223的使能端接低电平时输出低电平；上升沿延时模块U222的输入端接驱动单元U123输出端的驱动信号S201；上升沿延时模块U222的输出端接计数器U223的输入端；计数器U223的输出端接或门U224的另一端输入端；或门U224的输出端接RS触发器U122的R端。

进一步地，上升沿延时模块U222的最小延时时间必须要大于采样电阻R110上的采样电压Vcs从最小值上升到达Vthcs_min的时间。

进一步地，上升沿延时模块U222的最大延时时间必须要小于功率管M101电流IM101从最小值到达变压器T106磁饱和电流的时间。

进一步地，升沿延时模块U222包括：PMOS管P301，NMOS管N301，压控电流源U311，电容C301和反相器U321；

功率管的驱动信号S201分别接到PMOS管P301和NMOS管N301的栅极，PMOS管P301的源极接内部高电平信号，漏极与NMOS管N301的漏极相连；

NMOS管N301的源极接压控电流源U311，压控电流源U311的电流大小与开关电源的母线电压VBUS正比例相关；

NMOS管N301的漏端接电容C301的一端和反相器U321的输入端；电容C301的另一端接地端；反相器U321的输出端作为上升沿延时模块U222的输出端。

本实用新型的优点在于：

1)增加的成本很少，方案容易实现。

2)控制精度高。

附图说明

图1为现有技术中开关电源电路的示意图。

图2为本实用新型的电原理图。

图3为本实用新型的上升沿延时模块示意图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本实用新型作进一步说明。

现有技术中的开关电源如图1所示，包括输入整流滤波电路、变压器T106、输出整流滤波电路、控制电路120、功率管M101、采样电阻R110；其中控制电路120包括功率管导通信号发生模块U121，RS触发器U122，驱动单元U123，第一比较器U124；

输入整流滤波电路的正输出端接变压器T106原边绕组异名端，负输出端接原边地；输入整流滤波电路包括二极管构成的桥式整流电路D101，滤波电容C101；变压器T106原边绕组同名端接功率管M101的电流输入端，功率管M101的电流输出端接采样电阻R110一端，采样电阻R110的另一端接原边地；功率管M101可采用NMOS管，其漏极、源极分别作为电流输入端和电流输出端，其栅极作为开关控制端；变压器T106的副边绕组接输出整流滤波电路，通过输出整流滤波电路输出直流电压；输出整流滤波电路可以包括整流二极管D102、滤波电容C102、输出电阻R102等，这部分是现有技术的常规电路，不再赘述；

功率管导通信号发生模块U121的输出端接RS触发器U122的S端，RS触发器U122的Q端接驱动单元U123的输入端，驱动单元U123的输出端接功率管M101的开关控制端；从采样电阻R110一端获得的采样电压Vcs接第一比较器U124的同相输入端，第一比较器U124的反相输入端接采样电压阈值Vthcs；采样电压阈值Vthcs是一个基准信号；第一比较器U124的输出端接RS触发器U122的R端；功率管M101的开启由功率管导通信号发生模块U121控制，功率管M101的关断由第一比较器U124控制；

本实用新型提供的原边侧功率管电流采样电阻短路保护电路，如图2所示，在图1的基础上增加了：第二比较器U221、上升沿延时模块U222，计数器U223，或门U224；

或门U224的一个输入端接第一比较器U124的输出端，第一比较器U124的同相输入端接采样电阻R110一端，第一比较器U124的反相输入端接采样电压阈值Vthcs；第二比较器U221的同相输入端接最小采样电压阈值Vthcs_min；Vthcs_min<Vthcs；第二比较器U221的反相输入端接采样电阻R110的一端；第二比较器U221的输出端接计数器U223的使能端，计数器U223的使能端接高电平时进行计数；上升沿延时模块U222的输入端接驱动单元U123输出端的驱动信号S201；上升沿延时模块U222的输出端接计数器U223的输入端；计数器U223的输出端接或门U224的另一端输入端；或门U224的输出端接RS触发器U122的R端；

当采样电阻R110正常连接时，采样电阻R110上获得的采样电压Vcs会随着流过功率管M101电流的增大而增大，在上升沿延时模块U222的延时时间内，Vcs大于Vthcs时(Vcs也大于Vthcs_min)，第二比较器U221的输出为低电平，因此第二比较器U221的输出为零，计数器U223输出为低电平，在这种条件下，功率管M101的关断只受到第一比较器U124的输出高电平控制；

上升沿延时模块U222的最小延时时间必须要大于采样电阻R110上的采样电压Vcs从最小值上升到达Vthcs_min的时间；

上升沿延时模块U222的最大延时时间必须要小于功率管M101电流IM101从最小值到达变压器T106磁饱和电流的时间；

上升沿延时模块U222的延时时间在[最小延时时间,最大延时时间]这个范围内，不含两端端点；

当采样电阻R110到地短路时，采样电阻R110上的采样电压Vcs始终保持为零，相应地，第二比较器U221的输出信号为高电平，计数器U223开始工作；驱动单元U123输出的驱动信号S201输入到上升沿延时模块U222，经过延时时间Td后，上升沿延时模块U222的输出信号S202也由低变高；在一个开关周期内，计数器U223输出一个高电平，经过或门U224后复位RS触发器U122，RS触发器U122的Q端输出由高电平变为低电平，相应地，驱动单元U123输出的驱动信号S201也由高电平变为低电平，功率管M101关断；在连续数个开关周期内，当功率管M101导通时，都出现第二比较器U221和上升沿延时模块U222同时输出高电平，则计数器U223输出锁定在高电平，表示原边侧功率管电流采样电阻短路；当计数器U223输出锁定在高电平后，功率管M101不再导通，这种状态持续保持直到开关电源电路掉电重启后恢复；

如图3所示，上升沿延时模块U222包括：PMOS管P301，NMOS管N301，压控电流源U311，电容C301和反相器U321；

功率管的驱动信号S201分别接到PMOS管P301和NMOS管N301的栅极，PMOS管P301的源极接内部高电平信号“1”，漏极与NMOS管N301的漏极相连；

NMOS管N301的源极接压控电流源U311，压控电流源U311的电流大小与开关电源的母线电压VBUS正比例相关；

NMOS管N301的漏端接电容C301的一端和反相器U321的输入端；电容C301的另一端接地端；反相器U321的输出端作为上升沿延时模块U222的输出端；

当S201信号为低电平时，PMOS管P301导通NMOS管N301关断，电容C301上为高电平，通过反相器U321后输出S202信号为低电平；当S201信号由低变高后，PMOS管P301关断NMOS管N301导通，电容C301通过N301和U311对地放电，放电时间将持续几个微秒，当电容C301上的电压高于反相器U321的反转阈值之前，输出信号S202保持低电平，当电容C301上的电压低于反相器U321的反转阈值后，输出信号S202由低变高，实现对S201信号上升沿延时控制；

U311是一个压控电流源，其输入控制信号与VBUS电压的大小相关，产生一个随VBUS电压大小变化的微安级的电流；上升沿延时时间可以从下列公式得到；

式中Td表示延时时间，C301是图3中的电容值，VthU301是反相器U301的反转阈值，K是转换系数，VBUS是母线电压；其中C301，VthU301，K都为常数，因此延时时间Td的大小与母线电压大小VBUS呈反比。

上升沿延时模块U222的输出信号S202由低变高后，由于计数器U223立刻输出高电平，复位RS触发器U122，驱动信号S201马上转为低电平，由此信号S202会在很短时间内再次变低，因此信号S202是一个窄脉冲信号。

仅仅作为示例，本实用新型已应用于反激式电源变换器。但是将认识到，本实用新型具有更广泛的应用范围。

最后所应说明的是，以上具体实施方式仅用以说明本实用新型的技术方案而非限制，尽管参照实例对本实用新型进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本实用新型的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本实用新型技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本实用新型的权利要求范围当中。