用于半桥类功率变换器母线电容均压与辅助供电的电路的制作方法

本发明属于功率电子变换领域，特别涉及了用于半桥类功率变换器母线电容均压与辅助供电的电路。

背景技术：

半桥类功率变换器通常是指采用两组电容串联形成半桥母线的拓扑结构，它作为功率电子变换领域的基本拓扑之一，广泛地应用于各类交流-直流、直流-直流以及直流-交流电源之中，如半桥功率因数校正器、三电平直流变换器、中点钳位(npc)逆变器等。但由于实际中存在的电路寄生参数不一致、电路控制不完全对称等因素，带来了两组母线电容电压不均的问题。而电容电压不均会带来元器件电压应力不等、变换器输出电能质量降低甚至不能正常工作等一系列问题，半桥类功率变换器母线均压的均衡控制在学术界和工程实践中均是得到广泛关注的问题。

现有的半桥类功率变换器母线电容的电压均衡控制方法主要可以分为硬件法和软件法二大类。硬件方法包括：半桥母线电容采用两组电压源供电、增加专门的电容电压均衡变换器或电压平衡器、在逆变器输出滤波器中增加特殊设计的滤波器引入反馈功率、在硬件控制电路中通过电容压差前馈或调制波反馈等进行中点平衡控制等。软件法的思路大致相同，即在pwm计算中引入母线均衡控制算法、在三电平变换器的空间矢量算法中合理应用小矢量、三相变换器输出中增加零序分量等。这些方法或者增加了电路的复杂程度，或者增加了控制的复杂程度，对变换器的输出特性，甚至是整体性能方面都会造成一定的负面影响。

技术实现要素：

为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明提供用于半桥类功率变换器母线电容均压与辅助供电的电路，在不增加硬件电路和不提高控制复杂度的基础上，实现半桥类功率变换器的母线均压。

为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：

一种用于半桥类功率变换器母线电容均压与辅助供电的电路，包括第一母线电容、第二母线电容、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管、第一均压二极管、第二均压二极管、反激式变压器以及电流互感器；所述反激式变压器具有两组原边绕组以及根据功率变换器的辅助供电要求配置的n组辅助供电绕组，n≥1；第一母线电容的正极连接功率变换器母线正极，第一母线电容的负极连接第二母线电容的正极并接地，第二母线电容的负极连接功率变换器母线负极，第一二极管的阳极连接功率变换器母线正极，第一二极管的阴极连接第一开关管的漏极，反激式变压器的第一组原边绕组的第一端连接第一开关管的源极和第一均压二极管的阴极，反激式变压器的第一组原边绕组的第二端连接电流互感器的输入端，第二二极管的阴极连接功率变换器母线负极和第一均压二极管的阳极，第二二极管的阳极连接第二开关管的源极，反激式变压器的第二组原边绕组的第一端连接电流互感器的输入端，反激式变压器的第二组原边绕组的第二端连接第一开关管的漏极和第二均压二极管的阳极，第二均压二极管的阴极连接第一二极管的阳极，反激式变压器的每组辅助供电绕组的第一端与两组原边绕组的第一端互为同名端，每组辅助供电绕组上设有整流二极管和滤波电容，每组辅助供电绕组的第一端连接滤波电容的负极，每组辅助供电绕组的第二端连接整流二极管的阳极，整流二极管的阴极连接滤波电容的正极。

基于上述技术方案的优选方案，反激式变压器的两组原边绕组的变比为1：1。

基于上述技术方案的优选方案，每组辅助供电绕组提供的辅助供电电压与两个母线电容中电压较低的母线电容电压的比例等于该组辅助供电绕组与原边绕组的匝数比。

基于上述技术方案的优选方案，在反激式变压器的每组辅助供电绕组的输出端设置一级稳压电路。

基于上述技术方案的优选方案，第一母线电容、第一二极管、第一开关管与反激式变压器的第一组原边绕组组成功率变换器上半母线的储能通路；第二母线电容、第二二极管、第二开关管与反激式变压器的第二组原边绕组组成功率变换器下半母线的储能通路；第一母线电容、第二均压二极管与反激式变压器的第二组原边绕组组成功率变换器上半母线的释能通路；第二母线电容、第一均压二极管与反激式变压器的第一组原边绕组组成功率变换器下半母线的释能通路。

基于上述技术方案的优选方案，第一开关管和第二开关管采用同步控制工作方式，同时导通，同时关断。

基于上述技术方案的优选方案，当第一、第二开关管导通时，两个母线电容中电压较高的电容所对应的储能通路导通，电压较低的电容所对应的储能通路被其二极管反偏阻断；当第一、第二开关管关断时，两个母线电容中电压较低的电容所对应的释能通路导通，电压较高的电容所对应的释能通路被其均压二极管反偏阻断。

基于上述技术方案的优选方案，当第一、第二开关管关断时，反激式变压器的辅助供电绕组上的整流二极管导通，提供辅助电流。

基于上述技术方案的优选方案，当第一母线电容与第二母线电容的电压不相等时，电压较高的电容提供辅助供电能量，并向电压较低的电容提供均衡能量；当第一母线电容与第二母线电容的电压相等时，辅助供电能量由第一母线电容和第二母线电容均衡提供。

基于上述技术方案的优选方案，通过电流互感器检测反激式变压器两组原边绕组的电流，采用限制最大占空比的峰值电流控制策略，其中最大占空比限制为0.5。

采用上述技术方案带来的有益效果：

(1)本发明采用一个电源系统中为控制电路供电的辅助电源，通过电压竞争的方式，实现母线电容电压的均衡，同时不影响正常的辅助供电，在不增加系统硬件成本和控制复杂度的前提下，解决了半桥母线电压均衡的问题。

(2)本发明由于省去了传统的均压电阻、辅助功率取自于电压高的电容、均衡能量不需要通过绕组耦合而避免了漏感损失，实现电压均衡所附加的能量损失小，效率高。

(3)本发明中辅助供电电压大小反映了电压较低的母线电容的电压，当二个母线电容的压差过大时，辅助电源电压将较低，因此，该电路还可以自动实现母线电容电压压差过大保护，进而可简化变换器的控制电路。

附图说明

图1为实施例中母线电容均压与辅助供电的电路拓扑图；

图2为实施例中上半母线电容电压较高时的工作模态示意图，包括(a)、(b)两幅子图，分别表示开关管s1和s2导通以及开关管s1和s2导通关断；

图3为实施例中下半母线电容电压较高时的工作模态示意图，包括(a)、(b)两幅子图，分别表示开关管s1和s2导通以及开关管s1和s2导通关断；

图4为实施例中母线电容电压相同时的工作模态示意图，包括(a)、(b)两幅子图，分别表示开关管s1和s2导通以及开关管s1和s2导通关断；

图5为实施例中上半母线电容电压较高时的全过程仿真波形图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

本实施例采用的电路拓扑如图1所示，电源输入为两组半桥母线电容c1和c2，反激式变压器t原边上设有开关管s1和s2，二极管d1和d2，均压二极管d3和d4，以及电流互感器ct。反激式变压器t副边为辅助供电输出，可以根据电源系统的辅助供电要求可提供多组副边，本实施例采用两组副边进行说明，每组副边各包括有一个副边整流二极管d5、d6和一个副边滤波电容c3、c4。

针对半桥母线电压不均的情况，用于半桥类功率变换器的辅助供电和母线电容电压电路可以具有四种状态，分别是：1、上半电容电压高于下半电容电压，且开关管导通时；2、上半电容电压高于下半电容电压，且开关管关断时；3、下半电容电压高于上半电容电压，且开关管导通时；4、下半电容电压高于上半电容电压，且开关管关断时。对于半桥母线电压均压的情况，辅助供电的输出功率由两个原边绕组同时提供，每个储能通路提供功率的一半，辅助供电多余的功率通过原边均压二极管回馈至两组母线电容。此时具有两种状态：5、上半电容电压等于下半电容电压，且开关管导通时；6、上半电容电压等于下半电容电压，且开关管关断时。以下在理想工作情况下，对这六种状态进行说明。

状态1：上半电容电压高于下半电容电压，且开关管导通时。上半母线电容c1、二极管d1、开关管s1和原边绕组n1形成储能通路。此时绕组n1的电压等于上半母线电容电压，n2、n3、n4绕组电压根据变压器变比关系产生一定的感应电压，但由于d2～d6二极管反向截止，这些绕组都没有电流流过。绕组n1电流线性上升，反激式变压器储能，当开关管占空比达到最大或者n1电流达到最大峰值时，开关管关断。该状态示意图如图2中的(a)所示。

状态2：上半电容电压高于下半电容电压，且开关管关断时。下半母线电容c2、二极管d3和原边绕组n1形成释能通路；副边绕组n3与副边整流二极管d5、副边滤波电容c3组成一组辅助电源供电；副边绕组n4与副边整流二极管d6、副边滤波电容c4组成另一组辅助电源供电。此时绕组n1的电压等于下半母线电容电压，n2、n3、n4绕组电压根据变压器变比关系产生一定的感应电压，但由于s2关断、d4二极管反向截止，n2没有电流流过。绕组n1、n3、n4电流下降，反激式变压器释能，直到电流下降至零电路进入断续，等待开关管在此导通。该状态示意图如图2中的(b)所示。

状态3：下半电容电压高于上半电容电压，且开关管导通时。下半母线电容c2、二极管d2、开关管s2和原边绕组n2形成储能通路。此时绕组n2的电压等于下半母线电容电压，n1、n3、n4绕组电压根据变压器变比关系产生一定的感应电压，但由于d1、d3～d6二极管反向截止，这些绕组都没有电流流过。绕组n2电流线性上升，反激式变压器储能，当开关管占空比达到最大或者n2电流达到最大峰值时，开关管关断。该状态示意图如图3中的(a)所示。

状态4：下半电容电压高于上半电容电压，且开关管关断时。上半母线电容c1、二极管d4和原边绕组n2形成释能通路；副边绕组n3与副边整流二极管d5、副边滤波电容c3组成一组辅助电源供电；副边绕组n4与副边整流二极管d6、副边滤波电容c4组成另一组辅助电源供电。此时绕组n2的电压等于上半母线电容电压，n1、n3、n4绕组电压根据变压器变比关系产生一定的感应电压，但由于s1关断、d3二极管反向截止，n1没有电流流过。绕组n2、n3、n4电流下降，反激式变压器释能，直到电流下降至零电路进入断续，等待开关管在此导通。该状态示意图如图3中的(b)所示。

状态5：上半电容电压等于下半电容电压，且开关管导通时。下半母线电容c2、二极管d3和原边绕组n1，上半母线电容c1、二极管d1、开关管s1和原边绕组n1，以及下半母线电容c2、二极管d2、开关管s2和原边绕组n2，同时形成储能通路。此时绕组n1、n2的电压等于母线电容电压，n3、n4绕组电压根据变压器变比关系产生一定的感应电压，但由于d5、d6二极管反向截止，这些绕组都没有电流流过。绕组n1、n2电流线性上升，反激式变压器储能，当开关管占空比达到最大或者n1与n2电流之和达到最大峰值时，开关管关断。该状态示意图如图4中的(a)所示。

状态6：上半电容电压等于下半电容电压，且开关管关断时。下半母线电容c2、二极管d3和原边绕组n1，以及上半母线电容c1、二极管d4和原边绕组n2，同时形成释能通路；副边绕组n3与副边整流二极管d5、副边滤波电容c3组成一组辅助电源供电；副边绕组n4与副边整流二极管d6、副边滤波电容c4组成另一组辅助电源供电。此时绕组n1、n2的电压等于母线电容电压，n3、n4绕组电压根据变压器变比关系产生一定的感应电压。绕组n1～n4电流下降，反激式变压器释能，直到电流下降至零电路进入断续，等待开关管在此导通。该状态示意图如图4中的(b)所示。

为了更好地说明电路的工作状态，图5为上母线电容电压较高时的全过程仿真波形图，其中包含了状态1、2、5、6，下母线电容电压较高时的波形类似，不再重复。由图可以看出，初始时刻上母线电容电压c1高于下母线电容c2电压，随着电路的工作，两组母线电容电压趋近一致。同时辅助供电输出电容c3和c4的电压与电压较低的母线电压维持一定的比例关系。从电流波形可看出，当母线电压不均时，开关管导通，只有电压高的储能回路工作，如图中的开关管s1电流上升；开关管关断时，只有电压低的释能回路工作，如图中的均压二极管d3电流产生电流。当母线电压一致时，电路的两条回路同时工作。

在进行电路设计时，为了保证用于半桥类功率变换器的辅助供电和母线电容电压电路能够较好的实现上述六种不同的工作状态，反激式变压器t的绕组变比关系应满足n1:n2＝1:1，反激式变压器的设计功率应满足其中lp为n1和n2的电感感值，ip为峰值电流限制值，f为变换器的开关频率，pc为均衡所需的功率，po为辅助供电所需的功率。

用于半桥类功率变换器的辅助供电和母线电容电压电路的控制方式为限占空比的峰值电流控制。由于本方案的反激式变换器具有母线均压功能，输出电压关系受匝比限制，不再进行恒压控制。原边峰值电流设置为变压器能够承受的最大功率，即母线均衡功率和副边辅助供电功率之和。同时将占空比限制在0.5以下，可以在电源均衡且辅助供电功率较小的情况下，主动关断开关管，提供储能的释放时间；同时在大功率输出时，减小峰值电流控制模式且高占空比情况下，所产生的开关频率的次谐波频率振荡所带来的控制复杂性。

通过以上实施例可以看出采用一个电源系统中为控制电路供电的辅助电源，通过绕组电压竞争的方式，反激式变压器能够从电压较高的母线电容中储存能量，并释放给电压较低的母线电容，最终实现母线电容电压的均衡，同时不影响正常的辅助供电。该技术方案在不增加系统硬件成本和控制复杂度的前提下，解决了半桥母线电压均衡的问题。

此外，电容电压均衡不仅仅是半桥类功率变换器所需要解决的问题，在非半桥类电路、高电压应用、双极式直流供电系统等场合，电容或其他储能元件(如蓄电池)的串联应用也是普遍存在的，二个功率变换器输入或输出串联连接也很常见，在这些场合同样存在电容或储能元件、变换器输入或输出端电压的均衡问题，本发明的电路同样可以适用于这些场合。

实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。