可重构H5逆变桥及基于该逆变桥的单双向谐振变换器的制作方法

本发明涉及一种可重构h5逆变桥，及基于可重构h5逆变桥的超宽增益单、双向谐振变换器，属于隔离谐振变换器技术领域。

背景技术：

隔离谐振变换器以其软开关、电气隔离、电磁干扰小等优点而在近些年得到了广泛关注。其中，llc型谐振隔离变换器又以其结构简单和效率高等优势而最为流行，被广泛地用于电动汽车、通信电源等具有调压需求的场景。

传统的llc型隔离变换器谐振变换器普遍基于h4型逆变桥，其电压增益受h4型逆变桥输出的两电平方波频率调制。以基于h4桥变换器为例，为了取得较宽调压范围，其开关频率也需工作在一个很宽的范围内。然而，极端的宽频率调节范围将会导致：

1)软开关特性丢失。在低于谐振频率区域，降低频率可以提升电压增益；然而，当谐振腔工作在容性区时，原边开关管的零电压开通(zvs)特性将丢失；在高于谐振频率区域，提高频率可以降低电压增益；然而副边二极管的零电流关断(zcs)特性将会丢失。

2)调压能力下降。为获得小于1的归一化电压增益，开关频率需大于谐振频率，但在该区域下，开关频率变化对电压增益的影响将会随着频率的升高而减小。

3)设计复杂度增加。较小的励磁电感与谐振电感比有助于提高变换器的调压能力，但会导致循环电流的增大和转换效率的降低，因此电路参数设计将变得更加复杂。

4)磁性元件体积增加。降低开关频率可以获得更高的电压增益，但最低开关频率的下降将导致磁性元件体积的增加。

5)转换效率下降。开关频率偏离越远，llc谐振变换器向副边传递能量的效率就越低。

因为以上这些问题的存在，很有必要对传统频率调制的谐振电路进行改进，在保留其优点的前提下，增大调压能力并减小调频范围。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是：如何在保留传统隔离谐振变换器的软开关、电气隔离、电磁干扰小、结构简单以及效率高等优点的同时，增大其调压能力，并减小其调频范围。

为了解决上述技术问题，本发明的技术方案是提供一种可重构h5逆变桥，其特征在于：包括直流侧输入电源，直流侧输入电源一端连接电容ca一端、开关sp1一端及开关sp2一端，直流侧输入电源另一端连接电容ca另一端、开关sp3一端及开关sp4一端；开关sp1另一端连接a相输出端及开关sp5一端，开关sp5另一端连接c相输出端及开关sp3另一端，开关sp2另一端连接b相输出端及开关sp4另一端。

优选地，所述开关sp1、开关sp2、开关sp3、开关sp4、开关sp5均为有体二极管的mosfet。

本发明还提供了一种基于上述的可重构h5逆变桥的单向谐振变换器，其特征在于：所述可重构h5逆变桥的输出接至两个谐振参数不同的谐振腔；

所述可重构h5逆变桥的a相输出端连接谐振电容cr1一端，谐振电容cr1另一端连接谐振电感lr1一端，谐振电感lr1另一端连接励磁电感lm1一端及带中间抽头的变压器t1正边一端，励磁电感lm1另一端及所述变压器t1正边另一端均连接所述可重构h5逆变桥的b相输出端；

所述可重构h5逆变桥的c相输出端连接谐振电容cr2一端，谐振电容cr2另一端连接谐振电感lr2一端，谐振电感lr2另一端连接励磁电感lm2一端及带中间抽头的变压器t2正边一端，励磁电感lm2另一端及所述变压器t2正边另一端均连接所述可重构h5逆变桥的b相输出端；

所述变压器t1副边连接全波整流器ds1,s2，全波整流器ds1,s2整流后的输出接至输出电容cb1；所述变压器t2副边连接全波整流器ds3,s4，全波整流器ds3,s4整流后的输出接至输出电容cb2；输出电容cb1和输出电容cb2串联为负载rb提供输出。

优选地，所述变压器t1的匝比为np1:ns1:ns1，所述变压器t2的匝比为np2:ns2:ns2，所述np1,ns1,np2,ns2均为正整数。

优选地，通过对h5逆变桥的调节，分别为两个谐振腔提供幅值为±va或者0与va的两电平方波信号，即所述谐振腔工作在全桥模态或者半桥模态；va为所述直流侧输入电源的电压值。

本发明还提供了一种基于上述的可重构h5逆变桥的双向谐振变换器，其特征在于：所述可重构h5逆变桥的输出接至两个谐振参数不同的谐振腔；上方的llc谐振腔由谐振电容cr1、谐振电感lr1、励磁电感lm1和带中间抽头的变压器t1构成，下方的谐振腔由谐振电容cr2、谐振电感lr2、励磁电感lm2和带中间抽头的变压器t2构成；

所述可重构h5逆变桥的a相输出端连接谐振电容cr1一端，谐振电容cr1另一端连接谐振电感lr1一端，谐振电感lr1另一端连接励磁电感lm1一端及带中间抽头的变压器t1正边一端，励磁电感lm1另一端及所述变压器t1正边另一端均连接所述可重构h5逆变桥的b相输出端；

所述可重构h5逆变桥的c相输出端连接谐振电容cr2一端，谐振电容cr2另一端连接谐振电感lr2一端，谐振电感lr2另一端连接励磁电感lm2一端及带中间抽头的变压器t2正边一端，励磁电感lm2另一端及所述变压器t2正边另一端均连接所述可重构h5逆变桥的b相输出端；

所述变压器t1副边一端连接主动开关ss1一端，所述变压器t1副边另一端连接主动开关ss2一端，主动开关ss1另一端和主动开关ss2另一端均连接输出电容cb1一端，所述变压器t1中间抽头连接输出电容cb1另一端；

所述变压器t2副边一端连接主动开关ss3一端，所述变压器t2副边另一端连接主动开关ss4一端，主动开关ss3另一端和主动开关ss4另一端均连接输出电容cb2一端，所述变压器t2中间抽头连接输出电容cb2另一端；

输出电容cb1另一端连接输出电容cb2一端，负载rb的两端分别连接输出电容cb1一端和输出电容cb2另一端。

优选地，在正向传能模式，主动开关ss1～ss4用做同步整流开关管，通过控制主动开关ss1～ss4工作在常通、常断或者频率调制模态，使谐振腔工作在全桥或者半桥模态。

优选地，在正向传能模式，可重构h5逆变桥能够组合产生6种构型，具体如下：

设va为所述直流侧输入电源的电压值，vab为上方谐振腔的输出电压，vbc为下方谐振腔的输出电压；

正向传能模式构型1：sp1、sp5常断，sp3为常通，sp2、sp4被带死区的互补pfm信号控制，vab为0，vbc为幅值为0和va的两电平信号；谐振拓扑的电压增益为下方谐振腔工作在半桥模态的电压增益；

正向传能模式构型2：sp3、sp5常断，sp1为常通，sp2、sp4被带死区的互补pfm信号控制；vab为幅值为0和va的两电平信号，vbc为0；谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔工作在半桥模态的电压增益；

正向传能模式构型3：sp5常断，sp1、sp3为常通，sp2、sp4被带死区的互补pfm信号控制；vab和vbc均为幅值为0和va的两电平信号；谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔和下方谐振腔都工作在半桥模态的电压增益之和；

正向传能模式构型4：sp1为常通，sp2、sp3和sp4、sp5被带死区的互补pfm信号控制；vab为幅值为0和va的两电平信号，而vbc为幅值为±va的两电平信号；谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔工作在半桥模态和下方谐振腔工作在全桥模态的电压增益之和；

正向传能模式构型5：sp3为常通，sp2、sp5和sp1、sp4被带死区的互补pfm信号控制；vab为幅值为±va的两电平信号，而vbc为幅值为0和va的两电平信号；谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔工作在全桥模态和下方谐振腔工作在半桥模态的电压增益之和；

正向传能模式构型6：sp5为常通，sp1、sp4和sp2、sp3被带死区的互补pfm信号控制；vab和vbc均为幅值为±va的两电平信号；谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔和下方谐振腔都工作在全桥模态的电压增益之和。

优选地，在反向传能模式，ss1～ss4用做方波发生器，工作在频率调制模态，通过控制sp1～sp5工作在常通或者同步整流状态，使谐振腔工作在全桥整流或者倍压整流模态。

优选地，在反向传能模式，可重构h5逆变桥能够组合产生4种构型，具体如下：

设vab为上方谐振腔的输出电压，vbc为下方谐振腔的输出电压，vgss1-s4为ss1～ss4的驱动信号，ir1、ir2分别为流过lr1、lr2的电流；

反向传能模式构型1：ss1～ss4被带死区的互补pfm信号控制，sp1、sp3常通，sp4、sp5用作同步整流开关管；谐振拓扑的两个谐振单元都工作在倍压整流模态；

反向传能模式构型2：ss1～ss4被带死区的互补pfm信号控制，sp1常通，sp2～sp5用作同步整流开关管；谐振拓扑的上谐振单元工作在倍压整流模态，下谐振单元工作在全桥整流模态；

反向传能模式构型3：ss1～ss4被带死区的互补pfm信号控制，sp3常通，sp1、sp2、sp4、sp5用作同步整流开关管；谐振拓扑的上谐振单元工作在全桥整流模态，下谐振单元工作在倍压整流模态；

反向传能模式构型4：ss1～ss4被带死区的互补pfm信号控制，sp5常通，sp1～sp4用作同步整流开关管；谐振拓扑的上下两个谐振单元均工作在全桥整流模态。

相比现有技术，本发明提供的可重构h5逆变桥及基于可重构h5逆变桥的谐振变换器具有如下有益效果：

1)在取得超宽的电压调节范围的同时，保证了很窄的开关频率调节范围；

2)保持了传统llc隔离谐振变换器的软开关、电气隔离、电磁干扰小、结构简单以及效率高等优点；

3)与传统llc拓扑相比，因其频率调节范围很窄且靠近谐振频率，避免了开关频率过高或过低引起的软开关特性丢失、调压能力下降、功率密度下降和效率降低等不良效果。

4)能适应单双向的高功率传输，并保持良好的软开关性能。

5)可重构h5逆变桥不仅适用于llc型谐振变换器，还适用于其他类型的基于频率调制的谐振变换器。

附图说明

图1为本实施例提供的可重构h5逆变桥示意图；

图2为基于可重构h5逆变桥的单向llc谐振变换拓扑图；

图3为基于可重构h5逆变桥的双向llc谐振变换拓扑图；

图4为在正向传能模式，可重构h5逆变桥可以组合产生的6种构型图；(a)构型1；(b)构型2；(c)构型3；(d)构型4；(e)构型5；(f)构型6；

图5为在正向传能模式，不同构型下的关键波形图；(a)构型1；(b)构型2；(c)构型3；(d)构型4；(e)构型5；(f)构型6；

图6为正向传能模式不同构型的电压增益随频率变化曲线及调频范围图；

图7为反向传能模式可重构h5桥的4种构型图；(a)构型1；(b)构型2；(c)构型3；(d)构型4；

图8为反向传能模式不同构型下的关键波形图；(a)构型1；(b)构型2；(c)构型3；(d)构型4。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。

图1为本实施例提供的适用于多种单双向谐振变换器的可重构h5逆变桥示意图，所述的适用于多种单双向谐振变换器的可重构h5逆变桥适用于所有隔离单双向谐振变换器。通过对h5逆变桥的重构，谐振变换器可以在取得超宽的电压调节范围的同时，保证很窄的开关频率范围。

本实施例以llc型谐振变换器为例进行阐述。

基于可重构h5逆变桥的llc型隔离谐振变换器继承了软开关、电气隔离、电磁干扰小以及结构简单效率高等优点。与此同时，窄频带避免了其软开关特性丢失、磁性元件体积增大和转换效率降低等由宽调频范围带来的缺点。

基于所提出的可重构h5逆变桥的单向llc谐振变换拓扑如图2所示。输入电压va接入至可重构h5逆变桥。h5逆变桥sp1-p5的输出接至两个谐振参数不同的llc谐振腔。两个llc谐振腔的副边均为全波整流器(ds1,s2和ds3,s4)，整流后的输出分别接至两个输出电容(cb1和cb2)，最后两个输出电容串联为负载rb提供输出。两个llc谐振腔共用同一个h5逆变桥sp1-p5，通过对h5逆变桥的调节，可分别为llc谐振腔提供幅值为±va或者0与va的两电平方波信号，即llc谐振腔工作在全桥模态或者半桥模态。上方的llc谐振腔由谐振电容cr1、谐振电感lr1、励磁电感lm1和带中间抽头的变压器t1构成，下方的谐振腔由谐振电容cr2、谐振电感lr2、励磁电感lm2和带中间抽头的变压器t2构成，所述变压器t1的匝比为np1:ns1:ns1，所述变压器t2的匝比为np2:ns2:ns2，所述np1,ns1,np2,ns2均为正整数。

基于该可重构h5逆变桥的谐振变换拓扑可以应用到双向功率传输场景中。基于所提出的可重构h5逆变桥的双向llc谐振变换拓扑如图3所示。与单向llc谐振变换拓扑相比，两个谐振腔的副边全波整流器均由主动开关实现(ss1,s2和ss3,s4)。在正向传能模式，ss1,s2和ss3,s4用做同步整流开关管，其工作原理与单向llc谐振变换拓扑一致。

在正向传能模式，可重构h5逆变桥可以组合产生6种构型，如图4所示。通过控制主动开关工作在常通、常断或者频率调制模态(pfm)，可以使谐振腔工作在全桥或者半桥模态，由此可以得到6条不同的电压增益曲线。在不同构型下，其驱动信号及关键电压电流波形如图5所示。vab和vbc分别为上方和下方谐振腔的输入，vgsp1-p5为sp1-p5的驱动信号，ir1和ir2为流过lr1和lr2的电流。

正向传能模式构型1的开关模态如图4(a)和图5(a)所示，sp1,p5常断，sp3为常通，sp2,p4被带死区的互补pfm信号控制。vab为0，vbc为幅值为0和va的两电平信号。谐振拓扑的电压增益为下方谐振腔工作在半桥模态的电压增益。

正向传能模式构型2的开关模态如图4(b)和图5(b)所示，sp3,p5常断，sp1为常通，sp2,p4被带死区的互补pfm信号控制。vab为幅值为0和va的两电平信号，vbc为0。谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔工作在半桥模态的电压增益。

正向传能模式构型3的开关模态如图4(c)和图5(c)所示，sp5常断，sp1,p3为常通，sp2,p4被带死区的互补pfm信号控制。vab和vbc均为幅值为0和va的两电平信号。谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔和下方谐振腔都工作在半桥模态的电压增益之和。

正向传能模式构型4的开关模态如图4(d)和图5(d)所示，sp1为常通，sp2,p3和sp4,p5被带死区的互补pfm信号控制。vab为幅值为0和va的两电平信号，而vbc为幅值为±va的两电平信号。谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔工作在半桥模态和下方谐振腔工作在全桥模态的电压增益之和。

正向传能模式构型5的开关模态如图4(e)和图5(e)所示，sp3为常通，sp2,p5和sp1,p4被带死区的互补pfm信号控制。vab为幅值为±va的两电平信号，而vbc为幅值为0和va的两电平信号。谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔工作在全桥模态和下方谐振腔工作在半桥模态的电压增益之和。

正向传能模式构型6的开关模态如图4(f)和图5(f)所示，sp5为常通，sp1,p4和sp2,p3被带死区的互补pfm信号控制。vab和vbc均为幅值为±va的两电平信号。谐振拓扑的电压增益为上方谐振腔和下方谐振腔都工作在全桥模态的电压增益之和。

图6为正向传能模式不同构型下的电压增益曲线及频率调节范围的示意图。可以看到，通过引入6个不同的h5逆变桥构型，谐振变换器具有非常宽的电压增益，同时其所需的调频范围非常窄。

在反向传能模式，ss1-s4用做方波发生器，工作在频率调制模态(pfm)。如图7所示，通过控制sp1-p5工作在常通或者同步整流状态，可以使谐振腔工作在全桥整流或者倍压整流模态，由此可以得到4条不同的电压增益曲线。在不同构型下，其驱动信号及关键电压电流波形如图8所示。vab和vbc分别为上方和下方谐振腔的输出电压，vgss1-s4为ss1-s4的驱动信号，ir1和ir2为流过lr1和lr2的电流。

反向传能模式构型1的开关模态和关键波形如图7(a)和图8(a)所示，ss1-s4被带死区的互补pfm信号控制，sp1,p3常通，sp4,p5用作同步整流开关管。谐振拓扑的两个谐振单元都工作在倍压整流模态。

反向传能模式构型2的开关模态和关键波形如图7(b)和图8(b)所示，ss1-s4被带死区的互补pfm信号控制，sp1常通，sp2-p5用作同步整流开关管。谐振拓扑的上谐振单元工作在倍压整流模态，下谐振单元工作在全桥整流模态。

反向传能模式构型3的开关模态和关键波形如图7(c)和图8(c)所示，ss1-s4被带死区的互补pfm信号控制，sp3常通，sp1,p2,p4,p5用作同步整流开关管。谐振拓扑的上谐振单元工作在全桥整流模态，下谐振单元工作在倍压整流模态。

反向传能模式构型4的开关模态和关键波形如图7(d)和图8(d)所示，ss1-s4被带死区的互补pfm信号控制，sp5常通，sp1-p4用作同步整流开关管。谐振拓扑的上下两个谐振单元均工作在全桥整流模态。

通过4个模态的切换，可以有效拓展反向传能模式下的电压增益范围，并保持良好的软开关性能。

下面以一个具体的应用为例进行说明。

基于可重构h5逆变桥的llc谐振拓扑适用于电动汽车的车载充电器的应用场景，采用如图1所示电路连接。输入电压设为390v，谐振频率设为100khz，输出电压范围设为80v-420v，lm1＝252μh，lm2＝504μh，lr1＝63μh，lr2＝126μh，cr1＝20nf，cr2＝44nf，np1:ns1＝1.625，np2:ns2＝2.6。当电池所需电压为80v时，电路工作在模态1，并工作在该模态的较高开关频率，随着电池电压的升高，开关频率降低，当电池电压继续增大，电路依次进入模态2-6，输出电压不断升高至最高的420v。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例，并非对本发明任何形式上和实质上的限制，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明方法的前提下，还将可以做出若干改进和补充，这些改进和补充也应视为本发明的保护范围。凡熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，当可利用以上所揭示的技术内容而做出的些许更动、修饰与演变的等同变化，均为本发明的等效实施例；同时，凡依据本发明的实质技术对上述实施例所作的任何等同变化的更动、修饰与演变，均仍属于本发明的技术方案的范围内。