一种同步整流控制电路的制作方法

本发明涉及一种同步整流控制电路，用于控制反激式开关电源，属于整流电路领域。

背景技术：

低压大电流电源系统的需求不断增加，反激式开关电源由于其高效的控制与精准的输出，被广泛应用于该电源系统中。然而，若继续在输出端采用二极管整流，如图1所示，在副边线圈导通的时间内，二极管产生的能量损耗占副边线圈总能量的比值为：

其中tons为副边二极管导通的时间，由于二极管压降较高，其产生的能量损耗会大大降低反激式开关电源的转换效率。采用低导通电阻的mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor,金属-氧化物-半导体场效应晶体管)替代整流二极管则可以较好解决上述问题，如图2所示，其导通压降可降至0.1v以下。然而，mos管为栅极控制器件，需配合同步整流控制电路才能满足工作需求，因此同步整流控制电路能否精确控制同步整流管直接决定着开关电源的优劣。

同步整流控制电路可根据漏源电压或漏极电流来决定同步整流管的开关，当原边mos管q1关闭，副边同步整流控制电路检测到同步整流管漏源电压vs降低或出现从源极流向漏极的电流，同时检测出vs电压下降斜率满足要求时，输出开启同步整流管q2的gate驱动信号；当同步整流控制电路检测到同步整流管漏源电压vs或从源极流向漏极的电流均趋近于0时，输出关闭同步整流管q2的gate信号。而在实际操作时，尽管vs电压斜率检测可避免电压谐振带来的同步整流管误开启，但在轻载、空载模式或其他情况下，同步整流管漏源电压vs在下降时会出现波形斜率突变的情况，从而影响系统的反应时间与检测结果，同步整流管极易出现漏开启的情况，系统的连贯性与稳定性受到影响。对于关断同步整流管的控制尽管也是通过探测漏源电压来完成的，但随着同步整流管栅极电压的改变，其关断的难易程度也会改变，如当栅极电压减小，同步整流管的关断会变得更容易，所需关断时间也会减小，从而带来提前关断的现象；当栅极电压增大，同步整流管的关断会变得更难，所需关断时间也会增加，从而带来延迟关断的现象。同步整流管延迟关断容易造成反激式开关电源的原边与副边线圈的“共通”现象，带来电路的损伤，同降低电路的安全性；而提前关断容易造成电源转换效率的降低。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种能保证在重载模式与轻载或空载模式下同步整流管的精确开关，避免了同步整流管的误开启与漏开启的同步整流控制电路。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：一种同步整流控制电路包括电源电路、最大频率限制电路、电压幅值检测电路、防止误开启电路、防止漏开启电路、关断阈值补偿电路、逻辑电路、驱动电路及其他控制电路，所述电源电路与反激式开关电源的输出端连接，用以产生电路工作的电压和参考电压，电压幅值检测电路、防止误开启电路、关断阈值补偿电路与驱动电路的输入端均与同步整流管的漏极连接，关断阈值补偿电路的输入端还与同步整流管的栅极连接，防止漏开启电路和最大频率限制电路的输入端与逻辑电路的输出端连接，防止漏开启电路的输入端还与电压幅值检测电路的输出端连接，最大频率限制电路、电压幅值检测电路、防止误开启电路、防止漏开启电路、关断阈值补偿电路与其他控制电路的输出端均连接在逻辑电路的输入端，所述逻辑电路输出控制信号作为驱动电路的输入，所述驱动电路的输出端连接同步整流管的栅极以控制其开关。

进一步地，所述逻辑电路包括第一逻辑“或门”电路、第一逻辑“与门”电路、第二逻辑“与门”电路和rs触发器电路，所述第一逻辑“或门”电路的输入端分别与所述防止误开启电路和所述防止漏开启电路的输出端连接，所述第一逻辑“与门”电路的输入端分别与所述最大频率限制电路、所述电压幅值检测电路、所述第一逻辑“或门”电路的和其他开启控制电路的输出端连接，所述第二逻辑“与门”电路的输入端分别与所述关断阈值补偿电路、其他关断控制电路的输出端连接，所述第一逻辑“与门”的输出端与所述rs触发器的置位输入端连接，所述第二逻辑“与门”的输出端与所述rs触发器复位输入端连接，所述rs触发器的输出端与所述驱动电路的输入端连接。

进一步地，所述防止误开启电路包括第一电阻、第一电容和施密特触发器，所述第一电阻的一端与电源电路连接，所述第一电阻的另一端分别与所述第一电容的正极和所述施密特触发器的输入端连接，所述第一电容的负极和所述同步整流管漏极连接。

进一步地，所述防止漏开启电路包括第二逻辑“或门”电路，第一开关、第二电容、第一恒流源和第二比较器，所述逻辑“或门”电路的输入端分别与所述电压幅值检测的输出端和所述rs触发器的输出端连接，所述逻辑“或门”电路的输出端与所述第一开关的控制端连接，所述第一恒流源的输入端与所述电源电路连接，所述第一恒流源的输出端连接在第二电容的正极，所述第一恒流源用于给第二电容充电，所述第一开关用于给所述第二电容放电，所述第二电容的正极与第二比较器的同相端连接，所述第二比较器的反相端连接在所述电源电路上用于接收来自所述电源电路的第一参考电压。

进一步地，所述关断阈值补偿电路包括第二电阻、第三电阻以及第二比较器，所述第二电阻的输入端连接在所述同步整流管的漏极，所述第三电阻的输入端连接在所述同步整流管的栅极，所述第二电阻的输出端与第三电阻的输出端同时连接在所述第二比较器的同相端，所述第二比较器的反相端连接在电源电路上用于接收来自所述电源电路的第二参考电压。

进一步地，所述驱动电路包括脉冲延时电路、逻辑“非门”电路、逻辑“异或门”电路、弱驱动电路及n型mos管、p型mos管，所述脉冲延时电路、逻辑“非门”电路、逻辑“异或门”电路的输入端均与所述逻辑电路的输出端连接，所述逻辑“异或门”电路的输入端还与脉冲延时电路的输出端连接，所述脉冲延时电路的输出端还与p型mos管的栅极控制端连接，所述逻辑“非门”电路的输出端与所述n型mos管的栅极控制端连接，所述p型mos管的源端与电源端连接，其漏端与所述n型mos管的漏端连接，所述n型mos管的源端接地，所述逻辑“异或门”电路的输出端、第三参考电压、所述同步整流管的漏极均为弱驱动电路的输入，所述弱驱动电路的输出端与所述p型mos管、n型mos管的漏端连接。

进一步地，所述防止误开启电路采用施密特触发器作为电压比较电路以提高响应速度，所述施密特触发器的翻转电压v1小于电源电压的三分之一，翻转电压v2大于电源电压的三分之二。

进一步地，所述防止误开启电路中所述第一电阻的阻值、第一电容的容值可根据漏源电压斜率的变化而更改，由其得到的rc常数的量级应达到纳秒级别。

进一步地，所述防止误开启电路用于避免同步整流管在漏源电压发生振荡或出现错误电压时的误开启。

进一步地，所述防止误开启电路中所述第一电阻的阻值、第一电容的容值可根据漏源电压斜率的变化而更改，其rc时间常数范围在20纳秒到2000纳秒之间。

进一步地，所述防止漏开启电路可避免同步整流管在漏源电压斜率未被正确检测时的漏开启。

进一步地，所述关断阈值补偿电路的同相端电压可实现当驱动电路输出电压较高时降低关断同步整流管所需漏极电压；当驱动电路输出电压较低时提高关断同步整流管所需漏极电压。

进一步地，所述关断阈值补偿电路可避免同步整流管的提前关断或延迟关断，从而起到保护电路的作用。

进一步地，所述驱动电路采用强驱动电路、弱驱动电路并行对同步整流管进行控制，所述强驱动电路通过脉冲延时电路进行固定时间的开启控制，所述弱驱动电路则在剩余开启时间对同步整流管进行控制，所述脉冲延时电路的脉冲宽度典型值为500纳秒。

进一步地，所述驱动电路中的弱驱动电路将同步整流管漏极电压与第三参考电压进行比较，并保持漏极电压低于第三参考电压，且所述驱动电压随着漏极电压的升高而降低，所述第三参考电压的典型值为-80～-60毫伏。

进一步地，所述最大频率限制电路限制了同步整流管开启的最小周期，在该周期内同步整流管不允许开启第二次。

进一步地，所述最大频率限制电路能够保证电路在正常频率下工作，而不受干扰信号的影响。

本发明的有益效果在于：本发明能保证在重载模式、轻载或空载模式下同步整流管的精确开关，避免了同步整流管的误开启与漏开启，实现了反激式开关电源的高效率转换，提高系统的安全性、可靠性。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。

附图说明

图1是利用二极管的电源电路示意图。

图2是利用mos管的电源电路示意图。

图3是本发明同步整流控制电路整体结构示意图。

图4是防止误开启电路具体结构示意图。

图5是防止漏开启电路具体结构示意图。

图6是关断阈值补偿电路具体结构示意图。

图7是驱动电路具体结构示意图

图8是驱动电路内部相关信号波形示意图

图9是反激式开关电源非轻载时相关信号的波形示意图。

图10是反激式开关电源轻载时相关信号的波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

参照图3，在本发明一较佳实施例中的一种同步整流控制电路包括电源电路、最大频率限制电路、电压幅值检测电路、防止误开启电路、防止漏开启电路、关断阈值补偿电路、逻辑电路、驱动电路及其他控制电路，所述电源电路与反激式开关电源的输出端连接，用以产生电路工作的电压和参考电压，电压幅值检测电路、防止误开启电路、关断阈值补偿电路与驱动电路的输入端均与同步整流管的漏极连接，关断阈值补偿电路的输入端还与同步整流管的栅极连接，防止漏开启电路和最大频率限制电路的输入端与逻辑电路的输出端连接，防止漏开启电路的输入端还与电压幅值检测电路的输出端连接，最大频率限制电路、电压幅值检测电路、防止误开启电路、防止漏开启电路、关断阈值补偿电路与其他控制电路的输出端均连接在逻辑电路的输入端，所述逻辑电路输出控制信号作为驱动电路的输入，所述驱动电路的输出端连接同步整流管的栅极以控制其开关。

在上述实施例中，参考图7，逻辑电路包括第一逻辑“或门”电路、第一逻辑“与门”电路、第二逻辑“与门”电路和rs触发器电路，第一逻辑“或门”电路的输入端分别与防止误开启电路和防止漏开启电路的输出端连接，第一逻辑“与门”电路的输入端分别与最大频率限制电路、电压幅值检测电路、第一逻辑“或门”电路的和其他开启控制电路的输出端连接，第二逻辑“与门”电路的输入端分别与关断阈值补偿电路、其他关断控制电路的输出端连接，第一逻辑“与门”的输出端与rs触发器的置位输入端连接，第二逻辑“与门”的输出端与rs触发器复位输入端连接，rs触发器的输出端与驱动电路的输入端连接。

在上述实施例中，防止误开启电路防止误开启电路用于避免同步整流管在漏源电压发生振荡或出现错误电压时的误开启，它包括第一电阻、第一电容和施密特触发器，第一电阻的一端与电源电路连接，第一电阻的另一端分别与第一电容的正极和施密特触发器的输入端连接，第一电容的负极和同步整流管漏极连接。防止误开启电路采用施密特触发器作为电压比较电路以提高响应速度，施密特触发器的翻转电压v1小于电源电压的三分之一，翻转电压v2大于电源电压的三分之二，防止误开启电路中第一电阻的阻值、第一电容的容值可根据漏源电压斜率的变化而更改，其rc时间常数范围在20纳秒到2000纳秒之间，在实际应用过程中典型值为200纳秒。

在上述实施例中，防止漏开启电路包括第二逻辑“或门”电路，第一开关、第二电容、第一恒流源和第二比较器，逻辑“或门”电路的输入端分别与电压幅值检测的输出端和rs触发器的输出端连接，逻辑“或门”电路的输出端与第一开关的控制端连接，第一恒流源的输入端与电源电路连接，第一恒流源的输出端连接在第二电容的正极，第一恒流源用于给第二电容充电，第一开关用于给第二电容放电，第二电容的正极与第二比较器的同相端连接，第二比较器的反相端连接在电源电路上用于接收来自电源电路的第一参考电压，防止漏开启电路能够实现在同步整流管关闭时对第二电容充电，且当漏源电压低于0v时重新开始充电，充电电压到达第一参考电压的时间典型值为5微秒，防止漏开启电路可避免同步整流管在漏源电压斜率未被正确检测时的漏开启。

在上述实施例中，关断阈值补偿电路包括第二电阻、第三电阻以及第二比较器，第二电阻的输入端连接在同步整流管的漏极，第三电阻的输入端连接在同步整流管的栅极，第二电阻的输出端与第三电阻的输出端同时连接在第二比较器的同相端，第二比较器的反相端连接在电源电路上用于接收来自电源电路的第二参考电压。

在上述实施例中，驱动电路包括脉冲延时电路、逻辑“非门”电路、逻辑“异或门”电路、弱驱动电路及n型mos管、p型mos管，脉冲延时电路、逻辑“非门”电路、逻辑“异或门”电路的输入端均与逻辑电路的输出端连接，逻辑“异或门”电路的输入端还与脉冲延时电路的输出端连接，脉冲延时电路的输出端还与p型mos管的栅极控制端连接，逻辑“非门”电路的输出端与n型mos管的栅极控制端连接，p型mos管的源端与电源端连接，其漏端与n型mos管的漏端连接，n型mos管的源端接地，逻辑“异或门”电路的输出端、第三参考电压、同步整流管的漏极均为弱驱动电路的输入，弱驱动电路的输出端与p型mos管、n型mos管的漏端连接。

在上述实施例中，关断阈值补偿电路的同相端电压可实现当驱动电路输出电压较高时降低关断同步整流管所需漏极电压；当驱动电路输出电压较低时提高关断同步整流管所需漏极电压。关断阈值补偿电路可避免同步整流管的提前关断或延迟关断，从而起到保护电路的作用。

在上述实施例中，驱动电路采用强驱动电路、弱驱动电路对同步整流管进行控制，强驱动电路通过脉冲延时电路进行固定时间的开启控制，弱驱动电路则在剩余开启时间对同步整流管进行控制，所述脉冲延时电路的脉冲宽度典型值为500纳秒。驱动电路中的弱驱动电路将同步整流管漏极电压与第三参考电压进行比较，并保持漏极电压低于第三参考电压，且所述驱动电压随着漏极电压的升高而降低，所述第三参考电压的典型值为-80～-60毫伏。

在上述实施例中，最大频率限制电路限制了同步整流管开启的最小周期，在该周期内同步整流管不允许开启第二次。最大频率限制电路能够保证电路在正常频率下工作，而不受干扰信号的影响。

在具体工作过程中，如图3所示，当一侧开关管关闭后，同步整流管的漏极电压vs从正电压开始迅速下降，漏极电压vs波形及rs触发器输出信号sw的波形如图7所示。此时，电压幅值检测电路实时跟踪同步整流管漏极电压vs的电压，同时通过防止误开启电路检测vs的下降速度，当vs电压下降速度较快且vs电压低于0v时，电压幅值检测电路s1输出端输出高电平信号，防止误开启电路s2输出端也输出高电平信号，其它开启控制电路和最大频率限制电路同时输出高电平信号，第一逻辑“与门”电路输出触发信号至rs触发器，rs触发器输出sw信号到驱动电路，驱动电路输出gate信号以开启同步整流管。当其它开启控制电路未发出高电平信号或最大频率限制电路检测到频率超过设定频率时，rs触发器不会被触发，同步整流管无法被开启。

防止误开启电路示意图如图4所示，包括第一电阻、第一电容和施密特触发器，第一电阻的一端与电源电路连接，第一电阻的另一端分别与第一电容的正极和施密特触发器的输入端连接，第一电容的负极和同步整流管漏极连接，施密特触发器的翻转电压v1小于电源电压的四分之一，翻转电压v2大于电源电压的四分之三，通过斯密特触发器对脉冲信号进行整形，可以有效防止同步整流管的误开启。

当开关电源工作在轻载或空载模式时，同步整流管的漏源电压vs波形及rs触发器输出信号sw波形如图10所示。由于轻载或空载模式下，开关电源工作频率较低，会导致一次侧线圈能量倒充的情况，从而使二次侧同步整流管的漏源电压vs下降速度变缓，影响防止误启动电路的判断。此时，防止漏开启电路起作用，其在前一周期sw信号下降沿开始等待一定时间后强制输出高电平，若vs电压幅值同时满足低于0v，逻辑“与门”电路输出触发信号至rs触发器，rs触发器输出sw信号到驱动电路，驱动电路输出gate信号以开启同步整流管。防止漏开启电路示意图如图5所示，当rs触发器输出信号sw输出高电平，开关k1闭合，电容c1快速放电，当sw输出低电平，开关k1断开，电容c1经恒流源充电，若经td_eff时间sw信号依旧为低电平，第二电容c2上的电压大于参考电压vref，第二比较器输出端s3输出高电平信号。

关断阈值补偿电路如图6所示，可求得电压vc与gate的关系式：

当vc＝vref时比较器发生反转，当栅极电压gate降低时，则需要更高的漏源电压vs比较器才能翻转，从而补偿了栅极电压gate降低导致同步整流管提前关断的现象。同理，当栅极电压gate升高时，则需要更低的漏源电压vs比较器就能翻转，从而补偿了栅极电压gate升高导致同步整流管延时关断的现象。当比较器输出低电平脉冲，逻辑电路中的rs触发器复位，同步整流管关断，其波形如图8、图9所示。

综上，本发明能保证在重载模式、轻载或空载模式下同步整流管的精确开关，避免了同步整流管的误开启与漏开启，实现了反激式开关电源的高效率转换，提高系统的安全性、可靠性。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。