基于双三相永磁电机分布式转矩调节的定子绕组非平衡功率控制方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，涉及一种基于双三相永磁电机分布式转矩调节的定子绕组非平衡功率控制方法。

背景技术：

随着石油能源危机及交通污染带来的问题日益严重，交通电气化的需求愈发强烈，而提高电气化交通工具的动力与效率是增强其市场竞争力、推广市场普及的重要途径，动力传输系统的性能提升是其中的关键之一，电动汽车等电气化交通运输工具的动力传输系统主要包含电驱系统与电源系统。

传统的电驱系统主要为三相系统，而近年来的实践研究表明，当电机相数成为系统设计中的可变量后，为电机的控制与结构带来了许多优于三相系统的特点。多相电机具有转矩脉动小、冗余度高、可靠性高等诸多优点，是目前实现大功率传动的一种重要途径，在航空、舰船推进、电动汽车等领域中有极好的应用前景。目前非对称双三相系统是多相系统中最有发展前景的结构之一，其定子侧具有两套三相绕组，因此电机驱动可以通过两套三相逆变器实现；同时，电机内部可等效成对称十二相系统，因而谐波磁势与电流影响更小。

电源系统的性能也影响着动力传输系统的效率、续航能力、动态响应等多个方面，采用电池与超级电容的双电源混合储能结构是目前电源系统性能优化的一个主要方案，该结构利用功率型与能量型等储能方式的互补特性弥补了单一储能方式的不足，在新能源领域有着独特优势。目前，在动力传输系统中应用较多的被动式结构将两者直接并联，成本较低但超级电容能量利用范围受限；利用分立的双向dc-dc变换器连接两种储能元件构成的主动式结构具有易模块化、各单元独立控制等优点，然而增加双向dc-dc变换器会降低系统效率并会增加系统成本。分离母线式双三相电机驱动系统与复合电源构成的集成系统是一种新型动力传输系统方案，分离母线结构不仅可以进一步增加系统的控制自由度，而且可以利用两套独立的电源构成复合电源，通过电机实现直接功率控制，不再需要dc-dc变换器，该系统结合了多相电驱系统与混合储能电源系统的优点，实现了动力传输系统的集成化设计。

为了实现该动力传输系统中的混合储能控制，两套定子绕组必须要工作在功率不平衡的状态下，且需要通过改变定子绕组功率流向来实现储能元件的充放电模式切换。因为两定子绕组的转矩分配决定了功率分配，所以实现双三相电机的双绕组的转矩分布控制可发挥出双三相系统的功率管理能力，这种双三相电机双绕组的非平衡功率控制对于集成化动力传输系统的控制有重要意义和实际应用价值。

技术实现要素：

鉴于上述，本发明提供了一种基于双三相永磁电机分布式转矩调节的定子绕组非平衡功率控制方法，同时实现了总转矩和两套绕组功率分配的控制。

一种基于双三相永磁电机分布式转矩调节的定子绕组非平衡功率控制方法，包括如下步骤，所述双三相永磁电机具有两套定子绕组l1和l2，定子绕组l1和l2分别由两台逆变器n1和n2驱动；

(1)利用霍尔传感器采集定子绕组l1上的三相定子电流ia、ib、ic和定子绕组l2上的三相定子电流id、ie、if，利用电压传感器采集逆变器n1的直流母线电压vdc1和逆变器n2的直流母线电压vdc2，利用光电编码器采集电机的转子位置角θ和转速ω；

(2)估算出定子绕组l1上的三相定子电压ua、ub、uc和定子绕组l2上的三相定子电压ud、ue、uf；

(3)对三相定子电流ia、ib、ic进行clark变换得到αβ坐标系下对应的电流分量i1α和i1β，对三相定子电流id、ie、if进行clark变换得到αβ坐标系下对应的电流分量i2α和i2β，对三相定子电压ua、ub、uc进行clark变换得到αβ坐标系下对应的电压分量u1α和u1β，对三相定子电压ud、ue、uf进行clark变换得到αβ坐标系下对应的电压分量u2α和u2β；

(4)根据步骤(3)的结果计算出定子绕组l1在αβ坐标系下对应的磁链分量ψ1α和ψ1β以及定子绕组l2在αβ坐标系下对应的磁链分量ψ2α和ψ2β；

(5)对磁链分量ψ1α和ψ1β进行park变换得到dq坐标系下对应的磁链分量ψ1d和ψ1q，对磁链分量ψ2α和ψ2β进行park变换得到dq坐标系下对应的磁链分量ψ2d和ψ2q，对电流分量i1α和i1β进行park变换得到dq坐标系下对应的电流分量i1d和i1q，对电流分量i2α和i2β进行park变换得到dq坐标系下对应的电流分量i2d和i2q，进而计算出电机运行过程中的互感值lqq；

(6)使给定转速指令值ω^*减去电机转速ω的差值经过pi调节后得到电机总的转矩指令值te^*，并对其进行分配计算得到两套定子绕组l1和l2对应的转矩指令值te1^*和te2^*；

(7)通过计算得到两套定子绕组l1和l2对应的转矩te1和te2，使te1^*和te2^*分别减去te1和te2的差值经过pi调节后得到对应的转矩角指令值δθ1和δθ2；

(8)通过计算得到两套定子绕组l1和l2对应的磁链角度θ1和θ2，进而结合转矩指令值te1^*和te2^*计算出定子绕组l1在dq坐标系下对应的磁链指令值ψ1d^*和ψ1q^*以及定子绕组l2在dq坐标系下对应的磁链指令值ψ2d^*和ψ2q^*；

(9)根据互感值lqq以及磁链指令值ψ1q^*和ψ2q^*通过计算得到两套定子绕组l1和l2对应的磁链解耦补偿量δψ1c和δψ2c，使ψ1q^*和ψ2q^*分别与δψ1c和δψ2c求和后通过反同步坐标变换计算得到定子绕组l1在αβ坐标系下对应的磁链指令值ψ1α^*和ψ1β^*以及定子绕组l2在αβ坐标系下对应的磁链指令值ψ2α^*和ψ2β^*；

(10)根据磁链指令值ψ1α^*、ψ1β^*、ψ2α^*和ψ2β^*计算得到定子绕组l1在αβ坐标系下对应的电压指令值v1α^*和v1β^*以及定子绕组l2在αβ坐标系下对应的电压指令值v2α^*和v2β^*，进而根据电压指令值v1α^*、v1β^*、v2α^*和v2β^*通过空间矢量调制算法生成两组pwm信号(共六路)用以分别对逆变器n1和n2中的功率开关器件进行开关控制。

进一步地，所述步骤(2)中的三相定子电压ua、ub、uc分别为直流母线电压vdc1与前一周期逆变器n1对应相上桥臂器件占空比的乘积，三相定子电压ud、ue、uf分别为直流母线电压vdc2与前一周期逆变器n2对应相上桥臂器件占空比的乘积。

进一步地，所述步骤(4)中通过以下算式计算磁链分量ψ1α、ψ1β、ψ2α和ψ2β；

其中：ψf为电机的永磁体磁链值，r为电机的定子绕组电阻值，t表示时刻。

进一步地，所述步骤(5)中通过以下算式计算互感值lqq；

其中：lq为电机绕组自感值。

进一步地，所述步骤(6)中通过以下算式分配计算出转矩指令值te1^*和te2^*；

其中：d为转矩分配比且d＝p1/pm，p1为定子绕组l1的输出有功功率，pm为电机总的输出有功功率。

进一步地，所述步骤(7)中通过以下算式计算得到转矩te1和te2；

其中：n为电机的极对数，ψf为电机的永磁体磁链值。

进一步地，所述步骤(8)中通过以下算式计算磁链角度θ1和θ2；

进一步地，所述步骤(8)中通过以下算式计算磁链指令值ψ1d^*、ψ1q^*、ψ2d^*和ψ2q^*；

其中：|ψ1|和|ψ2|分别为两套定子绕组l1和l2对应给定的磁链幅值。

进一步地，所述步骤(9)中通过以下算式计算磁链解耦补偿量δψ1c和δψ2c；

其中：lq为电机绕组自感值。

进一步地，所述步骤(9)中通过以下算式计算磁链指令值ψ1α^*、ψ1β^*、ψ2α^*和ψ2β^*；

进一步地，所述步骤(10)中通过以下算式计算电压指令值v1α^*、v1β^*、v2α^*和v2β^*；

其中：r为电机的定子绕组电阻值，δt为逆变器中功率开关器件的开关周期。

本发明提出的双三相永磁电机双定子绕组分布式转矩控制方案，首先确定应用于双三相永磁电机系统，目标是能够在实现电机总转矩的前提下实现双定子绕组上有功功率的分配控制，从而使双三相电机在机械输出外兼具能量管理能力。由此，本发明控制方法基于转矩控制，通过辨识出的电机互感参数进行两套定子绕组的转矩解耦，可实现双三相电机两套定子绕组转矩及功率的独立控制，在两套绕组分别通过逆变器外接电源时，可实现双电源充放电模式的快速切换以及输出功率的快速调节。与现有双三相电机转矩控制技术相比，本发明控制方法完成了机械转矩输出与绕组功率分配的双目标控制。

附图说明

图1为混合储能与双三相电机动力集成式动力传输系统结构示意图。

图2(a)为本发明控制方法的整体结构框图。

图2(b)为电压矢量计算及解耦补偿环节的控制结构框图。

图3为负载电流检测电路图。

图4为开关管驱动电路图。

图5为双三相电机分布式转矩信号的控制效果示意图。

图6为应用本发明分布式转矩控制方法在多种驱动模式切换下相关信号的效果示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

要实现对基于双三相永磁电机转矩调节的定子绕组非平衡功率控制，关键在于两侧转矩的控制不互相干扰，双三相电机的两套转矩可表示为：

式中：te1和te2分别为第一套三相绕组和第二套三相绕组产生的转矩，ψ1q和ψ2q分别为第一套三相绕组和第二套三相绕组在三相旋转坐标系下的q轴磁链值，ψf为永磁体磁链值，lq为三相绕组自感值，lqq为两套三相绕组之间的互感值。

式(1)中每套三相绕组产生的转矩与两套绕组的磁链均有关，要实现对其中任一转矩的单独控制而不影响另外一套绕组产生的转矩，必须要通过两套绕组磁链的配合，即通过磁链的解耦控制来实现。

本发明目的在于提出一种双三相电机双绕组的分布式转矩控制方法，同时实现了总转矩和两套绕组功率分配的控制，其通过以下技术方案来实现：

步骤(1)：定子电流、直流母线电压、转子角度与转速的采样。

1.1将双三相永磁电机第一三相电流的反馈值依次通过霍尔传感器、采样信号调理电路和模数转换电路进入dsp芯片，分别为ia、ib、ic。将双三相永磁电机第二三相电流的反馈值依次通过霍尔传感器、采样信号调理电路进入dsp芯片，分别为id、ie、if。

1.2利用直流电压传感器采样第一三相逆变器直流母线电压vdc1与第二三相逆变器直流母线电压vdc2。

1.3采用多摩川增量式光电编码器对转子位置信号进行采样，将编码器输出信号送入dsp28335的eqep单元进行处理并计数，得到电机转子位置信号θ与转速信号ω。

步骤(2)：建立固定方向磁场，进行转子初始定位。

将def相三相变换器的开关器件关闭，将a相目标电流置为转子定位电流(预先设定，0.5a～2a)，b、c相目标电流置为0a，将步骤1.1中得到的abc相电流反馈值ia、ib、ic与目标电流一起送入pi调节器，pi调节器按照f(s)＝kp+ki/s，其中kp＝0.1，ki＝0.4的方式输出电压矢量，送入dsp芯片内的空间矢量脉宽调制器svm模块。

其中：vout为电压矢量，vdc1为第一三相逆变器直流母线电压，tp为生成占空比。

步骤(3)：双定子绕组磁链观测。

在dsp内将两套定子绕组上的输出的六相电压矢量和dsp内六相电流反馈值，通过对abc相与def相绕组的电压、电流分别进行三相clark变换得到两套定子绕组静止坐标系下的两相电流值与两相电压值，电压值分别为：u1α，u1β和u2α，u2β，电流值分别为：i1α，i1β和i2α，i2β。

根据两套定子绕组上的电压矢量，分别计算两套定子绕组的磁链值。

式中，ψf为永磁体磁链值，r为定子绕组电阻值，u1α、u2α、u1β、u2β为电压矢量在α-β坐标系下的坐标，i1α、i2α、i1β、i2β为电流矢量在α-β坐标系下的坐标，ψ1α、ψ2α、ψ1β、ψ2β为磁链矢量在α-β坐标系下的坐标。

步骤(4)：按以下步骤实现双三相电机互感值观测。

4.1把步骤(3)得到的磁链值ψ1α、ψ2α、ψ1β、ψ2β和电流值i1α、i2α、i1β、i2β及步骤(1)得到的θ通过双park变换得到旋转坐标系下的磁链值与电流值：ψ1d、ψ2d、ψ1q、ψ2q与i1d、i2d、i1q、i2q。

4.2按下式计算出电机运行中的互感值lqq：

其中：lq为电机绕组自感值，为电机固有参数。

步骤(5)：按以下步骤实现dsp芯片对双三相永磁电机双绕组的分布式转矩控制。

5.1给定转速指令值ω^*，将其与步骤1.3中得到的转速信号反馈值ω一起送入pi调节器，得到总转矩指令值te^*。

5.2根据两套定子绕组的功率分配需求给定两绕组转矩分配比例值d，根据其与总转矩指令值按下式得到两绕组转矩指令值te1^*、te2^*

式中：p1为第一套三相绕组有功功率，pm为电机输出总有功功率。

5.3将步骤4.1得到的电流反馈值i1q、i2q与电机永磁体磁链值ψf一起按下式计算得到双三相永磁电机两绕组转矩反馈值：

式中：n为电机极对数。

5.4将步骤5.2得到的转矩指令值与步骤5.3得到的转矩反馈值：te1^*与te1、te2^*与te2分别送入两个pi调节器，分别得到转矩角指令值δθ1、δθ2。

5.5将步骤4.1中的磁链值ψ1d，ψ2d，ψ1q，ψ2q按照下式求出两定子绕组的磁链角度θ1、θ2：

5.6分别给定两套定子绕组的磁链幅值|ψ1|与|ψ2|，将其与θ1、θ2一起按照下式计算得到目标磁链指令值ψ1d*，ψ2d*，ψ1q*，ψ2q*。

5.7将步骤4.1的ψ1q、ψ2q、步骤4.2的lq、lqq、步骤5.6的ψ1q*，ψ2q*根据下式求出解耦补偿量。

5.8将解耦补偿量与目标指令值ψ1q*和δψ1c、ψ2q*和δψ2c分别求和，得到解耦补偿后的目标磁链指令值；将解耦补偿后的指令值做反同步坐标变换，分别得到两套定子绕组两相静止坐标系下的磁链指令值。

5.9按下式计算得到电压指令值。

将电压指令值送入步骤(1)中dsp的空间矢量调制(svm)模块中，即可产生六路脉冲信号sabc和sdef。

5.10逆变器中的igbt根据脉冲信号产生的六相电压输入到双三相永磁电机的输入端。

图1为混合储能与双三相电机动力集成式动力传输系统，双三相的定子绕组由两套常规的三相绕组abc相和def相组成，每套绕组都是y型连接，相应的内部绕组在空间上相差120°电角度，而两套三相绕组之间相差30°。该集成式动力传输系统采用电压源型逆变器进行供电，而两套三相绕组分别通过两个三相逆变器连接到电池和超级电容两种储能元件。

该集成式动力传输系统的控制结构如图2(a)所示，本发明采用的核心技术是转矩控制技术，实质是用空间矢量的分析方法，通过定子绕组磁场矢量对定子绕组产生的电磁转矩进行直接控制。首先，输出电流检测电流采用如图3所示型号为la55-p的电流霍尔传感器，根据霍尔传感器变比配置输出采样电阻rm阻值，从而得到采样电压um，通过以上方法分别采样a、b、c、d、e、f六相输出电流值，将得到的采样电压经过隔离、偏置、低通滤波和钳位处理后输入到dsp的a/d口，所得到的六路数字采样信号送入dsp后可得到对应六相电流值ia、ib、ic、id、ie、if。

然后，通过编码器得到转子在采样周期内旋转角度，将该旋转角度除以采样周期，得到该周期内的平均转速ω；将给定转速ω*与该平均转速ω求差得到速度误差，将上述得到的速度误差经pi调节器后输出总转矩指令te*，该总转矩指令经转矩参考值计算环节，按比例分配到两套定子绕组上，分别得到第一套三相绕组的转矩指令te1*和第二套三相绕组的转矩指令te2*。与此同时，系统将根据检测的电机电流ia、ib、ic与id、ie、if，利用转矩模型分别估算出第一套三相绕组和第二套三相绕组分别产生的实际转矩te1和te2，然后将第一套三相绕组的给定转矩te1*与te1求差得到转矩误差δte1，将第二套三相绕组的给定转矩te2*与te2求差得到转矩误差δte2。

将两套三相绕组的转矩误差δte1与δte2分别经两个pi调节器后输出磁链角度增量δθ1与δθ2，并将磁链角度增量输入到如图2(b)所示的电压矢量计算环节。与此同时，根据输出电压和电流采用电压型磁链观测模型可估算出定子磁链值，并将该磁链值也输入到如图2(b)的电压矢量计算环节中。

首先，根据磁链角度增量δθ1与δθ2、观测到的磁链角度θ1与θ2以及给定磁链幅值指令值|ψ1^*|与|ψ2^*|可得到目标磁链矢量指令ψ1^*与ψ2^*。

该目标磁链矢量指令可改写为dq旋转坐标系下的形式，ψ1^*可表示为ψ1d^*与ψ1q^*，ψ2^*可表示为ψ2q^*与ψ2d^*；然后对两侧磁链进行解耦，解耦量分别为δψ1c与δψ2c，将δψ1c与ψ1q^*相加，δψ2c与ψ2q^*相加，可以完成两套三相定子绕组的转矩解耦控制。

将解耦后的磁链指令值ψ1d^*、ψ1q^*+δψ1c、ψ2d^*、ψ2q^*+δψ2c，分别与根据模型估算出的磁链矢量ψ1d、ψ1q、ψ2d、ψ2q求差，可得到磁链指令值与磁链估算值之间的误差量。根据编码器观测到的转子旋转角度乘以电机极对数可以得到转子电角度θ，对两套三相定子绕组的磁链误差量分别进行角度为θ和θ-π/6的反park变换后除以开关周期ts，计算出电压矢量u1和u2，然后将电压矢量u1和u2分别输入空间矢量模块，获取十二路pwm脉宽调制信号。

基于pwm信号的驱动电路如图4所示，采用了hcpl4504光耦隔离电路和mic4429型号的驱动芯片，将十二路pwm信号转换为十二路电压驱动信号，最后将该信号分别输出到六相逆变器十二个igbt栅极与发射极两端，可实现系统控制功能。

图5为控制系统转矩控制实验效果图，在一套定子绕组的转矩突变时，另一套定子绕组输出转矩基本维持不变，验证了控制系统的效果。图6为在加减速过程中实现控制模式切换效果，实验验证了电机在单电源供电模式、双电源供电模式、超级电容充电模式间可以实现快速切换。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。