基频-倍频双工作模态CLCL谐振式DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及一种dc/dc变换器，属于dc/dc变换技术领域。

背景技术：

现有的高频dc/dc变换器通常采用串并联谐振的方式来实现软开关的工作状态，以减小开关损耗，提升自身的工作效率。clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器是一种新兴的高频dc/dc变换器。在一定的频率范围内，改变clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器的开关频率，可以使其软开关状态不受影响，同时获得不同的增益。因此，clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器能够在输入电压或者负载发生变化时，保证输出电压具有稳定状态和较高的转换效率。目前，clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器低开关损耗、高效率等优势已开始逐步应用在led照明、电动汽车充电等领域。

然而，clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器却存在一个明显的缺点，即调频范围有限。当输入电压变化范围较大时，为了在不同输入电压场合下实现稳定的电压输出，过量调频会使clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器难以维持软开关工作状态，进而导致clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器的工作效率严重下降。因此，为了保证工作效率，现有的clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器很难在较宽的输入电压范围内保证输出电压的恒定。

技术实现要素：

本发明为解决现有clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器的输入电压范围较窄的问题，提出了一种基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器。

本发明所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器包括直流电压变换单元、clcl谐振单元、变压器、整流单元和滤波单元；

直流电压变换单元用于在所述dc/dc变换器工作于基频模态时，将直流电源输出的直流电压信号转换为第一方波电压信号，以及在所述dc/dc变换器工作于倍频模态时，将直流电源输出的直流电压信号转换为第二方波电压信号；

第一方波电压信号和第二方波电压信号的占空比均为0.5，第一方波电压信号与第二方波电压信号的频率相等，第二方波电压信号的幅值为第一方波电压信号的幅值的一半；

直流电压变换单元的方波电压信号输出侧与clcl谐振单元的方波电压信号输入侧级联，clcl谐振单元的交流电压信号输出侧与变压器的原边绕组级联；

整流单元用于将变压器的副边绕组输出的交流电压信号转换为直流电压信号，该直流电压信号经滤波单元的滤波后加载在负载的两端。

作为优选的是，直流电压变换单元包括电容c1、电容c2和开关管s1～开关管s4；

开关管s1～开关管s4依次串联，电容c1与串联后的开关管s1和开关管s2并联，电容c2与串联后的开关管s3和开关管s4并联；

开关管s1与电容c1的公共端与直流电源的正极相连，开关管s4与电容c2的公共端与直流电源的负极相连；

开关管s1和开关管s2的公共端与开关管s3和开关管s4的公共端之间的电压信号为直流电压变换单元转换的方波电压信号。

作为优选的是，clcl谐振单元包括电感l1、电感l2、电感l3、电容c3和电容c4；

电容c3的第一端与开关管s1和开关管s2的公共端相连，电容c3的第二端与电感l1的第一端相连，电感l1的第二端同时与电感l2的第一端和电容c4的第一端相连，电感l2的第二端与原边绕组的第一端相连，开关管s3和开关管s4的公共端同时与电容c4的第二端和原边绕组的第二端相连；

电感l3为原边绕组的励磁电感。

作为优选的是，变压器的副边绕组上设置有中心抽头。

作为优选的是，整流单元包括二极管d1和二极管d2，滤波单元为电容c5；

二极管d1的阳极与副边绕组的第一端相连，二极管d1的阴极同时与电容c5的第一端和二极管d2的阴极相连，二极管d2的阳极与副边绕组的第二端相连，电容c5的第二端与中心抽头相连，负载并联在电容c5的两端；

原边绕组的第一端与副边绕组的第一端为同名端。

作为优选的是，开关管s1～开关管s4均采用gs66508t型号的开关管实现。

作为优选的是，二极管d1和二极管d2均采用es3bb-13-f型号的二极管实现。

作为优选的是，变压器的变比系数为4。

作为优选的是，电容c1和电容c2的电容值均为1uf，电容c3的电容值为15nf，电容c4的电容值为1.8nf，电容c5的电容值为100uf。

作为优选的是，电感l1的电感值为30uh，电感l2的电感值为20uh，电感l3的电感值为60uh。

本发明所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器的工作原理为：

当系统输入电压较低时，dc/dc变换器工作于基频模态，此工作模态下开关管的开关顺序为：开关管s1和开关管s4导通，开关管s2和开关管s3截止；开关管s2和开关管s3导通，开关管s1和开关管s4截止；依次循环执行。此时，clcl谐振单元的输入方波电压信号的等效幅值等于系统输入电压的幅值，开关管工作于额定频率。根据变换器的反馈输出电压，在开关管的额定频率附近实现变频调节，以保证变换器输出电压的稳定。

当系统输入电压变为原来的二倍时，dc/dc变换器工作于倍频模态，此工作模态下开关管的开关顺序为：开关管s1和开关管s3导通，开关管s2和开关管s4截止；开关管s2和开关管s3导通，开关管s1和开关管s4截止；开关管s2和开关管s4导通，开关管s1和开关管s3截止；开关管s2和开关管s3导通，开关管s1和开关管s4截止；依次循环执行。此时，clcl谐振单元的输入方波电压信号的等效幅值等于系统输入电压的幅值的一半，开关管工作于额定频率，为变频模态下开关管额定频率的一半，clcl谐振单元的输入方波电压信号的频率为开关管额定频率的2倍，即输入方波电压信号的频率等于基频模态下的开关管额定频率。根据变换器的反馈输出电压，在开关管的额定频率附近实现变频调节，以保证变换器输出电压的稳定。

根据以上工作原理可知：本发明所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器，在较宽的输入电压范围内，通过基频和倍频的工作方式，在不影响软开关状态的前提下，保证输出电压的恒定，进而有效地解决了现有clcl半桥高阶谐振式dc/dc变换器的输入电压范围较窄的问题。

附图说明

在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器进行更详细的描述，其中：

图1为实施例所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器的电路原理图，其中，vin为直流电源，rl为负载；

图2为实施例提及的基频模态下的开关管的第一工作状态示意图，其中，vb为直流电源输出的直流电压信号，vmid为直流电压变换单元输出的方波电压信号，黑色的开关管导通，灰色的开关管截止；

图3为实施例提及的基频模态下的开关管的第二工作状态示意图；

图4为实施例提及的基频模态下的开关管的驱动信号及方波电压信号波形图，其中，vg_s1～vg_s4分别为开关管s1～开关管s4的驱动信号；

图5为实施例提及的倍频模态下的开关管的第一工作状态示意图；

图6为实施例提及的倍频模态下的开关管的第二工作状态示意图；

图7为实施例提及的倍频模态下的开关管的第三工作状态示意图；

图8为实施例提及的倍频模态下的开关管的第四工作状态示意图；

图9为实施例提及的倍频模态下的开关管的驱动信号及方波电压信号波形图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器作进一步说明。

实施例：下面结合图1～图9详细地说明本实施例。

本实施例所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器包括直流电压变换单元、clcl谐振单元、变压器、整流单元和滤波单元；

直流电压变换单元用于在所述dc/dc变换器工作于基频模态时，将直流电源输出的直流电压信号转换为第一方波电压信号，以及在所述dc/dc变换器工作于倍频模态时，将直流电源输出的直流电压信号转换为第二方波电压信号；

第一方波电压信号和第二方波电压信号的占空比均为0.5，第一方波电压信号与第二方波电压信号的频率相等，第二方波电压信号的幅值为第一方波电压信号的幅值的一半；

直流电压变换单元的方波电压信号输出侧与clcl谐振单元的方波电压信号输入侧级联，clcl谐振单元的交流电压信号输出侧与变压器的原边绕组级联；

整流单元用于将变压器的副边绕组输出的交流电压信号转换为直流电压信号，该直流电压信号经滤波单元的滤波后加载在负载的两端。

本实施例的直流电压变换单元包括电容c1、电容c2和开关管s1～开关管s4；

开关管s1～开关管s4依次串联，电容c1与串联后的开关管s1和开关管s2并联，电容c2与串联后的开关管s3和开关管s4并联；

开关管s1与电容c1的公共端与直流电源的正极相连，开关管s4与电容c2的公共端与直流电源的负极相连；

开关管s1和开关管s2的公共端与开关管s3和开关管s4的公共端之间的电压信号为直流电压变换单元转换的方波电压信号。

本实施例的clcl谐振单元包括电感l1、电感l2、电感l3、电容c3和电容c4；

电容c3的第一端与开关管s1和开关管s2的公共端相连，电容c3的第二端与电感l1的第一端相连，电感l1的第二端同时与电感l2的第一端和电容c4的第一端相连，电感l2的第二端与原边绕组的第一端相连，开关管s3和开关管s4的公共端同时与电容c4的第二端和原边绕组的第二端相连；

电感l3为原边绕组的励磁电感。

本实施例的变压器的副边绕组上设置有中心抽头。

本实施例的整流单元包括二极管d1和二极管d2，滤波单元为电容c5；

二极管d1的阳极与副边绕组的第一端相连，二极管d1的阴极同时与电容c5的第一端和二极管d2的阴极相连，二极管d2的阳极与副边绕组的第二端相连，电容c5的第二端与中心抽头相连，负载并联在电容c5的两端；

原边绕组的第一端与副边绕组的第一端为同名端。

本实施例的开关管s1～开关管s4均采用gs66508t型号的开关管实现。

本实施例的二极管d1和二极管d2均采用es3bb-13-f型号的二极管实现。

本实施例的变压器的变比系数为4。

在本实施例中，电容c1和电容c2的电容值均为1uf，电容c3的电容值为15nf，电容c4的电容值为1.8nf，电容c5的电容值为100uf。

在本实施例中，电感l1的电感值为30uh，电感l2的电感值为20uh，电感l3的电感值为60uh。

图4为基频模态下的开关管的驱动信号及方波电压信号波形图，图9为倍频模态下的开关管的驱动信号及方波电压信号波形图。根据图4与图9可知：倍频模态下的clcl谐振单元的输入方波电压信号的基波频率与基频模态下的clcl谐振单元的输入方波电压信号的基波频率相等，但是幅值减半，从而使得输出电压保持不变。

发明效果：本实施例所述的基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器可实现85v-340v范围的直流输入电压，当输出功率为50w、工作频率为1mhz时，可以保证效率高达90％以上，额定工作状态下效率可达94％。

额定工作状态下，原边开关管和副边整流二极管均实现软开关工作状态，保证系统高效运行。

具体示例：

基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器：额定输入电压为170v和340v两种情况，对应的额定工作频率分别为1mhz和500khz，输出电压为20v，输出功率为50w。

基频模态(输入电压为80v-170v)：clcl谐振单元的输入方波电压信号的等效幅值等于系统输入电压的幅值，开关管工作于额定频率，即1mhz，根据变换器的反馈输出电压，在1mhz附近实现变频调节，以保证变换器输出电压的稳定在20v。此时，软开关工作状态基本不变，变换器保持较高的转换效率。

倍频模态(输入电压为170v-340v)：clcl谐振单元的输入方波电压信号的等效幅值等于系统输入电压的幅值的一半，开关管工作于额定频率，即500khz，clcl谐振单元的输入方波电压信号的频率为开关管额定频率的2倍，即1mhz。根据变换器的反馈输出电压，在500khz附近实现变频调节，以保证变换器输出电压的稳定在20v。此时，软开关工作状态基本不变，变换器保持较高的转换效率。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。