一种永磁同步电机无权重系数预测转矩控制方法与流程

本发明涉及电力电子领域，特别是指一种永磁同步电机无权重系数预测转矩控制方法。

背景技术：

近年来，为了应对能源危机，新能源电动汽车技术得到蓬勃发展。与异步电机相比，永磁同步电机(permanentmagnetsynchronousmotor，pmsm)因具有效率高、功率密度大等诸多优点而在电动汽车领域得到广泛应用。为了提高永磁同步电机的转矩动态控制特性，模型预测控制被广泛应用于永磁同步电机的驱动控制中。然而，常规的永磁同步电机预测转矩控制方法存在需要设计权重系数的缺点。虽然已有文献研究了永磁同步电机无权重系数预测转矩控制方法，但到目前为止，仍没有较好的权重系数理论设计方法。

目前已存在永磁同步电机转矩预测的控制方法，比如申请号为201611046203.x，发明名称为一种快速无权重系数模型预测控制计算方法及其系统，提出了一种快速无权重系数模型预测控制方法，通过以目标电压矢量作为目标函数，避免了使用权重系数，从而可实现多电平变换器的快速无权重系数控制。然而，该方法不能用于实现永磁同步电机的预测转矩控制。申请号为201810724498.4，发明名称为直线感应电机无权重系数模型预测推力控制方法，提出了一种以推力和共轭推力为目标函数的直线感应电机无权重系数模型预测推力控制方法，通过改写目标函数，将不同量纲的推力和磁链转化为同一量纲，从而避免了使用权重系数。然而，该发明专利是针对直线感应电机的，无法直接应用于永磁同步电机。申请号为201811426304.9，发明名称为基于离散占空比的永磁电机系统无权重预测转矩控制方法，提出了一种永磁同步电机无权重预测转矩控制方法，根据磁链和转矩指令计算参考电压指令，并用参考电压来建立目标函数，从而消除权重系数。该方法虽然可以实现永磁电机系统无权重预测转矩控制，但需要进行复杂的计算以得到目标电压矢量。文献[徐艳平,李园园,周钦.永磁同步电机双模型预测转矩控制策略[j].电力电子技术,2018,52(06):37-39]提出了一种永磁同步电机双模型预测转矩控制，有效地减小转矩脉动，且减小了算法的计算量。然而该方法中需要设计权重因子，而权重因子的设计较困难。

技术实现要素：

针对现有的永磁同步电机转矩预测的控制方法存在的计算量复杂的技术问题，本发明提出了一种永磁同步电机无权重系数预测转矩控制方法，建立了转矩和磁链两个目标函数，并通过二范数标准化得到了一个新的无需权重系数的目标函数，从而最终实现了永磁同步电机的无权重系数预测转矩控制，简化了算法复杂度，并降低了转矩纹波。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种永磁同步电机无权重系数预测转矩控制方法，其步骤如下：

步骤一、采样k时刻的永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic和永磁同步电机的角速度ωr、转子位置角θr，并将三相电流ia、ib、ic通过坐标变换得到静止αβ坐标系下的输出电流iα和iβ；

步骤二、利用步骤一中的转子位置角θr对输出电流iα、iβ进行坐标变换分别求得d轴电流id和q轴电流iq，再将步骤一中的角速度ωr、转子位置角θr和d轴电流id代入永磁同步电机的等效反电动势数学模型中，计算得到永磁同步电机的等效反电动势eα和eβ；

步骤三、根据电压源逆变器的开关状态sa、sb、sc，得到电压源逆变器输出的电压矢量vi(sasbsc)，其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，开关状态sa、sb、sc的值等于0或1；

步骤四、根据电压源逆变器的直流电压udc，对步骤三中的电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sa、sb、sc进行坐标变换得到逆变器的输出电压，也即永磁同步电机的定子电压uαi和uβi；

步骤五、将步骤一得到的输出电流iα、iβ，步骤二得到的等效反电动势eα、eβ和步骤四得到的定子电压uαi、uβi代入永磁同步电机的离散电流预测模型预测k+1时刻的输出电流iαi(k+1)和iβi(k+1)；

步骤六、将步骤五得到的输出电流iαi(k+1)、iβi(k+1)iβ和步骤二得到的等效反电动势eα、eβ代入永磁同步电机的定子磁链预测模型预测k+1时刻的定子磁链ψαi(k+1)、ψβi(k+1)并计算定子磁链幅值ψsi(k+1)；

步骤七、将步骤五得到的输出电流iαi(k+1)、iβi(k+1)和步骤六得到的定子磁链ψαi(k+1)、ψβi(k+1)代入永磁同步电机的转矩预测模型，计算得到永磁同步电机的转矩tei(k+1)；

步骤八、根据负载要求设定参考电机转矩并根据参考电机转矩计算参考定子磁链

步骤九、计算参考电机转矩减去步骤七得到的转矩tei(k+1)的绝对值得到转矩目标函数gti，计算参考定子磁链减去步骤六得到的定子磁链幅值ψsi(k+1)的绝对值得到定子磁链目标函数gψi；

步骤十、分别对步骤九得到的转矩目标函数gti和定子磁链目标函数gψi进行二范数标准化，并通过融合的方式计算得到新的目标函数gi；

步骤十一、比较目标函数gi的值，将最小的目标函数gi对应的电压矢量vi(sasbsc)作为最优矢量，并将最优矢量用于控制永磁同步电机。

优选地，所述步骤一中的三相电流ia、ib、ic通过坐标变换得到静止αβ坐标系下的输出电流iα和iβ为：

优选地，所述步骤二中的d轴和q轴的电流id和电流iq的获得方法为：

其中，θr为永磁同步电机的转子位置角；

所述永磁同步电机的等效反电动势数学模型为：

其中，ωr为永磁同步电机的角速度，ψf为永磁同步电机的永磁体磁链，ld和lq均为永磁同步电机的定子电感。

优选地，所述步骤三中的电压矢量vi(sasbsc)的获得方法为：

sa＝1表示双向交直流变换器a相桥臂上管导通，下管关断；

sa＝0表示双向交直流变换器a相桥臂上管关断，下管导通；

sb＝1表示双向交直流变换器b相桥臂上管导通，下管关断；

sb＝0表示双向交直流变换器b相桥臂上管关断，下管导通；

sc＝1表示双向交直流变换器c相桥臂上管导通，下管关断；

sc＝0表示双向交直流变换器c相桥臂上管关断，下管导通；

若sa＝0，sb＝0，sc＝0，电压矢量记为v0(000)；

若sa＝1，sb＝0，sc＝0，电压矢量记为v1(100)；

若sa＝1，sb＝1，sc＝0，电压矢量记为v2(110)；

若sa＝0，sb＝1，sc＝0，电压矢量记为v3(010)；

若sa＝0，sb＝1，sc＝1，电压矢量记为v4(011)；

若sa＝0，sb＝0，sc＝1，电压矢量记为v5(001)；

若sa＝1，sb＝0，sc＝1，电压矢量记为v6(101)；

若sa＝1，sb＝1，sc＝1，电压矢量记为v7(111)。

优选地，所述步骤四中的永磁同步电机的定子电压uαi和uβi的获得方法为：

其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，sai为电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sa，sbi为电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sb，sci为电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sc。

优选地，所述步骤五中永磁同步电机的离散电流预测模型为：

其中，eα和eβ均为永磁同步电机的等效反电动势，ts为采样周期，rs为永磁同步电机的定子电阻，lq为永磁同步电机的定子电感；

所述步骤六中的永磁同步电机的定子磁链预测模型为：

其中，ωr为永磁同步电机的角速度；

所述步骤六中的定子磁链幅值ψsi(k+1)的获得方法为：

所述步骤七中的永磁同步电机的转矩预测模型为：

其中，np为永磁同步电机的极对数。

优选地，所述步骤八中利用参考电机转矩计算参考磁链的方法为：

其中，ψf为永磁同步电机的永磁体磁链。

优选地，所述步骤九中的转矩目标函数gti和定子磁链目标函数gψi的获得方法为：

优选地，所述步骤十中的目标函数gi的获得方法为：

本技术方案能产生的有益效果：通过采用转矩和磁链两个目标函数，无需权重系数，即可实现永磁同步电机的转矩和磁链的控制，不仅降低了系统设计、调试的复杂度，而且有助于降低转矩纹波，提高转矩控制精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的整体结构框图。

图2为文献[徐艳平,李园园,周钦.永磁同步电机双模型预测转矩控制策略[j].电力电子技术,2018,52(06):37-39]的仿真结果图；(a)为转矩误差和转矩的仿真结果图，(b)为磁链误差和磁链的仿真结果图。

图3为本发明的仿真结果图；(a)为转矩误差和转矩的仿真结果图，(b)为磁链误差和磁链的仿真结果图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种永磁同步电机无权重系数预测转矩控制方法，其步骤如下：

步骤一、采样k时刻的永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic和永磁同步电机的角速度ωr、转子位置角θr，并利用公式(1)将三相电流ia、ib、ic通过坐标变换得到静止αβ坐标系下的输出电流iα和iβ：

步骤二、根据公式(2)利用步骤一中的转子位置角θr对输出电流iα、iβ进行坐标变换分别求得d轴电流id和q轴电流iq：

再将角速度ωr、转子位置角θr和d轴电流id代入永磁同步电机的等效反电动势数学模型中，计算得到永磁同步电机的等效反电动势eα和eβ，如公式(3)所示：

其中，ψf为永磁同步电机的永磁体磁链，ld和lq均为永磁同步电机的定子电感。

步骤三、根据电压源逆变器的开关状态sa、sb、sc，得到电压源逆变器输出的电压矢量vi(sasbsc)，其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，开关状态sa、sb、sc的值等于0或1：

sa＝1表示双向交直流变换器a相桥臂上管导通，下管关断；

sa＝0表示双向交直流变换器a相桥臂上管关断，下管导通；

sb＝1表示双向交直流变换器b相桥臂上管导通，下管关断；

sb＝0表示双向交直流变换器b相桥臂上管关断，下管导通；

sc＝1表示双向交直流变换器c相桥臂上管导通，下管关断；

sc＝0表示双向交直流变换器c相桥臂上管关断，下管导通；

若sa＝0，sb＝0，sc＝0，电压矢量记为v0(000)；

若sa＝1，sb＝0，sc＝0，电压矢量记为v1(100)；

若sa＝1，sb＝1，sc＝0，电压矢量记为v2(110)；

若sa＝0，sb＝1，sc＝0，电压矢量记为v3(010)；

若sa＝0，sb＝1，sc＝1，电压矢量记为v4(011)；

若sa＝0，sb＝0，sc＝1，电压矢量记为v5(001)；

若sa＝1，sb＝0，sc＝1，电压矢量记为v6(101)；

若sa＝1，sb＝1，sc＝1，电压矢量记为v7(111)。

因此，电压源逆变器输出的八个电压矢量分别记为v0(000)、v1(100)、v2(110)、v3(010)、v4(011)、v5(001)、v6(101)和v7(111)。

步骤四、根据电压源逆变器的直流电压udc，对步骤三中的电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sa、sb、sc进行坐标变换得到逆变器的输出电压，也即永磁同步电机的定子电压uαi和uβi，如公式(4)所示：

其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，sai等于电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sa，sbi等于电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sb，sci等于电压矢量vi(sasbsc)对应的开关状态sc。

步骤五、将步骤一得到的输出电流iα、iβ，步骤二得到的等效反电动势eα、eβ和步骤四得到的定子电压uαi、uβi代入永磁同步电机的离散电流预测模型预测k+1时刻的输出电流iαi(k+1)和iβi(k+1)，如公式(5)所示：

其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，ts为采样周期，rs为永磁同步电机的定子电阻，lq为永磁同步电机的定子电感。

步骤六、将步骤五得到的输出电流iαi(k+1)、iβi(k+1)和步骤二得到的等效反电动势eα、eβ代入永磁同步电机的定子磁链预测模型预测k+1时刻的定子磁链ψαi(k+1)、ψβi(k+1)并计算定子磁链幅值ψsi(k+1)，如公式(6)和公式(7)所示：

其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，eα和eβ均为永磁同步电机的等效反电动势，ωr为永磁同步电机的角速度。

步骤七、将步骤五得到的输出电流iαi(k+1)、iβi(k+1)和步骤六得到的定子磁链ψαi(k+1)、ψβi(k+1)代入永磁同步电机的转矩预测模型计算永磁同步电机的转矩tei(k+1)，如公式(8)所示：

其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7，np为永磁同步电机的极对数。

步骤八、根据负载要求设定参考电机转矩并根据参考电机转矩通过公式(9)计算得到参考定子磁链

其中，np为永磁同步电机的极对数，ψf为永磁同步电机的永磁体磁链，lq为永磁同步电机的定子电感。

步骤九、计算参考定子磁链减去步骤六得到的定子磁链幅值ψsi(k+1)的绝对值得到定子磁链目标函数gψi，计算参考电机转矩减去步骤七得到的转矩tei(k+1)的绝对值得到转矩目标函数gti，如公式(10)所示：

其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7。

步骤十、分别对步骤九得到的转矩目标函数gti和定子磁链目标函数gψi进行二范数标准化，并通过融合的方式计算得到新的目标函数gi，如公式(11)所示：

其中，i＝0,1,2,3,4,5,6,7。

步骤十一、比较目标函数gi的值，将最小的目标函数gi对应的电压矢量vi(sasbsc)作为最有矢量，并将最有矢量用于控制永磁同步电机。

为了验证本发明的有效性，与传统永磁同步电机预测转矩控制方案进行了仿真验证。仿真时，并网逆变器的直流侧电压udc为600v，电机定子电阻rs为0.0154ω，永磁体磁链ψf为1.5wb，d轴电感ld为4mh，q轴电感lq为9mh，电机极对数np为3，参考电机转矩为300nm。图2给出了文献[徐艳平,李园园,周钦.永磁同步电机双模型预测转矩控制策略[j].电力电子技术,2018,52(06):37-39]的仿真结果，图3给出了本发明的仿真结果。如图2所示，传统永磁同步电机预测转矩控制方案由于目前尚没有成熟的权重因子设计理论，很难同时得到最优的定子磁链和转矩控制效果，也即转矩误差和转矩的波形以及磁链误差和磁链的波形波动均相对较大；如图3所示，本发明由于建立了转矩和磁链两个目标函数，并通过二范数标准化得到了一个新的无需权重系数的目标函数，实现永磁同步电机的转矩和磁链控制，降低了转矩误差和转矩的波形以及磁链误差和磁链的波形波动幅度。本发明无需权重系数，这不仅降低了系统设计、调试的复杂度，而且有助于降低转矩纹波，提高转矩控制精度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。