无误差的开关磁阻电机电流控制方法与流程
本发明属于电气工程领域的开关磁阻电机控制技术，具体涉及一种无误差的开关磁阻电机电流控制方法。
技术背景
开关磁阻电机(switchedreluctancemotor,srm)是近十年来迅速发展起来的一种新型电机，具有起动转矩大，调速范围宽，控制灵活，可方便实现四象限运行，具有较强的再生制动能力，在宽广的转速和功率范围内都具有高效率，有利于节能降耗；可工作于极高转速；可缺相运行，容错能力强等。现已被广泛应用于航空航天、电动汽车、油田采矿和家用电器等领域。
然而，与传统电机相比，srm的双凸极结构和开关型供电特性导致其转矩脉动非常严重，直接影响着系统的输出特性。为了减小转矩脉动，目前常用的控制方法有：电流斩波控制，转矩分配函数控制、pi控制、直接转矩控制等。而大部分的控制方法中，通过直接或间接控制相电流来控制电机输出转矩性能。因此电流跟踪的精确度将决定整个控制方法实施的精准度和电机输出的性能。
中国实用新型专利公开说明书(cn202940765u)于2013年5月15日公开的《一种开关磁阻电机电流斩波控制装置》，设定电流控制的上下限，当相电流超过上限时关断功率开关管，电流降至下限以下导通功率开关管，使电流保持在电流滞环设定范围之内，从而降低开关磁阻电机电流脉动，降低电机转矩脉动，提高功率开关管的电流利用率从而降低斩波功率开关管的发热量。但此电流斩波控制装置存在以下不足：
(1)硬件斩波动作会受到前级采样信号中毛刺的影响，可能会发生误斩波的现象，即在电机相电流未达到斩波上限而管子误关闭，或者电流达到斩波上限后而开关管拒绝关闭，前者会导致开关管开关频率比正常增加，并减小输出转矩，后者会导致电机相电流超出开关管的承受范围，从而对开关管的寿命和系统的功耗造成影响；
(2)电流斩波控制采用滞环控制即bang-bang控制，滞环控制采用的是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差。
中国发明专利申请公开说明书(cn102412773a)于2012年4月11日公开的《双斩波限开关磁阻电机控制电路》，公开了一种双斩波限开关磁阻电机控制电路，包括微处理器、双相开通区间判别电路、2选1数据选择器、位置信号检测电路、二输入与门、功率变换器、电流采样电路、放大电路、数模转换电路和迟滞比较电路。本发明解决开关磁阻电机在双相启动时因电流在双相开通区间上升速度过快而出现电流超过斩波上限的问题。但是此方法存在以下不足：
(1)电流斩波控制采用滞环控制即bang-bang控制，滞环控制采用的是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差；
(2)由于从电流采样到pwm发波之间相差一个控制周期，所以存在一拍控制延时，导致潜在电流波动问题
技术实现要素：
鉴于已有技术存在的缺点，本发明的目的是提供一种无误差的开关磁阻电机电流控制方法，该方法在控制频率比较低时，综合考虑了电流斩波控制的优缺点，在保证开关磁阻电机可靠运行的情况下，在低速、中速和高速下都可以精确有效的对电机实际电流进行调节控制，克服了滞环控制是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差问题；解决了软件电流控制方法因运行需要一定时间，控制周期长而引起的电流波动大，跟踪电流给定值性能差的缺点；同时减弱了滞环控制因一个采样周期的延迟而引起的潜在电流波动问题，精确控制电机电流跟踪参考电流提高电流实际值跟踪电流参考值的性能，从而减小开关磁阻电机的转矩脉动。
为了实现上述目标，本发明的技术方案为：一种无误差的开关磁阻电机电流控制方法其特征在于，该方法包括如下步骤：
步骤1，设定和记录电机运行过程中的数据
设定开关磁阻电机参考电流iref、载波周期时长ts、开通角θon和关断角θoff，记当前电周期为m电周期，m电周期内的当前载波周期为第k个载波周期，通过电流传感器采样得到m电周期内第k个载波周期的采样电流im(k)，记录m电周期内第k个载波周期输出的占空比τm(k)和m电周期内第k个载波周期的驱动状态em(k)，
em(k)＝1，表示m电周期中第k个载波周期内电机驱动状态为励磁状态或零电压续流状态；
em(k)＝-1，表示m电周期中第k个载波周期内电机驱动状态为退磁状态；
步骤2，计算电流变化斜率
根据步骤1设定的载波周期时长ts，电机运行时记录的(m-1)电周期内第k个载波周期的采样电流im-1(k)、(m-1)电周期内第(k+1)个载波周期的采样电流im-1(k+1)、(m-1)电周期内第(k+1)个载波周期输出的占空比τm-1(k+1)和(m-1)电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em-1(k+1)，获得线性方程如下式(1)所示；根据电机运行时记录的(m-2)电周期内第k个载波周期的采样电流im-2(k)、(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期的采样电流im-2(k+1)、(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期输出的占空比τm-2(k+1)和(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em-2(k+1)，获得线性方程如下式(2)所示；联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0；
步骤3，获得m电周期内下一载波周期的驱动状态
根据步骤1设定的参考电流iref、载波周期时长ts和采样得到的m电周期中第k个载波周期的采样电流im(k)，以及步骤2计算得到的开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0判断m电周期内下一载波周期即第(k+1)个载波周期的驱动状态em(k+1)，
iref+a0×ts≥im(k)，则下一载波周期需要励磁或零电压续流，记em(k+1)＝1；
iref+a0×ts<im(k)，则下一载波周期需要退磁，记em(k+1)＝-1；
步骤4，获得m电周期内下一载波周期的占空比
根据步骤1设定的参考电流iref、载波周期时长ts、采样得到的当前m电周期内第k个载波周期的采样电流im(k)，步骤2得到的开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，步骤3确定的第(k+1)个驱动状态em(k+1)，求解获得m电周期内下一载波周期即第(k+1)个载波周期所需要的占空比τm(k+1)，具体的：
当em(k+1)＝1时，由下式(3)求解获得第(k+1)个载波周期所需要的占空比τm(k+1)，
a1×τm(k+1)×ts-a0×(1-τm(k+1))×ts＝iref-im(k)(3)
当em(k+1)＝-1时，由下式(4)求解获得第(k+1)个波周期所需要的占空比τm(k+1)，
-a1×(1-τm(k+1))×ts-a0×τm(k+1)×ts＝iref-im(k)(4)
步骤5，获得pwm驱动波形
根据步骤3确定的m电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em(k+1)，结合步骤4获得的m电周期内第(k+1)个载波周期所需要的占空比τm(k+1)，转成驱动开关磁阻电机的功率变换器所需要的驱动信号波形。
更进一步的，步骤2所述的联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组，并求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，其方法如下：
(m-1)电周期内第(k+1)个载波载波周期的驱动状态em-1(k+1)和(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em-2(k+1)共有4种组合，分别如下：
(1)em-1(k+1)＝1，em-2(k+1)＝1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(5)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，
(2)em-1(k+1)＝-1，em-2(k+1)＝1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(6)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，
(3)em-1(k+1)＝1，em-2(k+1)＝-1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(7)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，
(4)em-1(k+1)＝-1，em-2(k+1)＝-1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(8)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，
本发明公开的一种无误差的开关磁阻电机电流控制方法，该方法在大功率电驱系统中，在有限的开关频率下，可以通过电机运行参数精确的计算出一下载波周期所需要的占空比，可以实现无误差的电流跟踪效果，从而可以减小开关磁阻电机输出的转矩脉动，提高电机输出性能。其有益效果具体体现在：
(1)克服了传统电流斩波控制是一种容错控制，不可避免的存在跟踪误差问题；
(2)解决传统控制算法因一拍延时而引起的潜在的电流波动问题；
(3)通过电机运行参数，精确计算出下一周期的占空比，实现无误差电流跟踪，从而减小开关磁阻电机输出的转矩脉动，提高电机输出性能；
(4)解决传统电流控制方法因控制周期长而引起的电流波动大，可以在开关频率较低的情况下很好的控制实际电流跟踪给定电流，减小开关损耗；
附图说明
图1为本发明所述控制方法对应的步骤流程例图。
图2为本发明所述控制方法的原理例图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明进行进一步详细说明。显然所描述的实施例仅是本发明实施例的一部分，基于本发明的实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的其它实施例，都属于本专利的保护范围。
本发明的实例提供了一种无误差的开关磁阻电机电流控制方法，克服了传统电流控制方法缺点，无误差的控制实际电流跟踪参考电流，提高电流实际值跟踪电流参考值的性能，从而减小开关磁阻电机的转矩脉动。
图2所示为本发明所述控制方法的原理例图。图中δim-2(k+1)表示(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期的电流变化量；δim-1(k+1)表示(m-1)电周期内第(k+1)个载波周期的电流变化量；
参见图1、图2，实施本发明提出的一种无误差的开关磁阻电机电流控制方法的基本步骤如下：
步骤1，设定和记录电机运行过程中的数据
设定开关磁阻电机参考电流iref、载波周期时长ts、开通角θon和关断角θoff，记当前电周期为m电周期，m电周期内的当前载波周期为第k个载波周期，通过电流传感器采样得到m电周期内第k个载波周期的采样电流im(k)，记录m电周期内第k个载波周期输出的占空比τm(k)和m电周期内第k个载波周期的驱动状态em(k)，
em(k)＝1，表示m电周期中第k个载波周期内电机驱动状态为励磁状态或零电压续流状态；
em(k)＝-1，表示m电周期中第k个载波周期内电机驱动状态为退磁状态。
作为具体实例，步骤1中当前m电周期内k载波周期的采样电流im(k)通过霍尔元件采样获得。
步骤2，计算电流变化斜率
根据步骤1设定的载波周期时长ts，电机运行时记录的(m-1)电周期内第k个载波周期的采样电流im-1(k)、(m-1)电周期内第(k+1)个载波周期的采样电流im-1(k+1)、(m-1)电周期内第(k+1)个载波周期输出的占空比τm-1(k+1)和(m-1)电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em-1(k+1)，获得线性方程如下式(1)所示；根据电机运行时记录的(m-2)电周期内第k个载波周期的采样电流im-2(k)、(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期的采样电流im-2(k+1)、(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期输出的占空比τm-2(k+1)和(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em-2(k+1)，获得线性方程如下式(2)所示；联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0。
所述的联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组，并求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，其方法如下：
(m-1)电周期内第(k+1)个载波载波周期的驱动状态em-1(k+1)和(m-2)电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em-2(k+1)共有4种组合，分别如下：
(1)em-1(k+1)＝1，em-2(k+1)＝1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(5)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0。
(2)em-1(k+1)＝-1，em-2(k+1)＝1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(6)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0。
(3)em-1(k+1)＝1，em-2(k+1)＝-1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(7)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0。
(4)em-1(k+1)＝-1，em-2(k+1)＝-1时，联立等式(1)和(2)获得一个二元一次线性方程组如下式(8)所示，求解此二元一次线性方程组获得开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0。
步骤3，获得m电周期内下一载波周期的驱动状态
根据步骤1设定的参考电流iref、载波周期时长ts和采样得到的m电周期中第k个载波周期的采样电流im(k)，以及步骤2计算得到的开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0判断m电周期内下一载波周期即第(k+1)个载波周期的驱动状态em(k+1)，
iref+a0×ts≥im(k)，则下一载波周期需要励磁或零电压续流，记em(k+1)＝1；
iref+a0×ts<im(k)，则下一载波周期需要退磁，记em(k+1)＝-1。
步骤4，获得m电周期内下一载波周期的占空比
根据步骤1设定的参考电流iref、载波周期时长ts、采样得到的当前m电周期内第k个载波周期的采样电流im(k)，步骤2得到的开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压时电流变化斜率a1和开关磁阻电机绕组为零电压续流时电流变化斜率a0，步骤3确定的第(k+1)个驱动状态em(k+1)，求解获得m电周期内下一载波周期即第(k+1)个载波周期所需要的占空比τm(k+1)，具体的：
当em(k+1)＝1时，由下式(3)求解获得第(k+1)个载波周期所需要的占空比τm(k+1)，求解获得下一载波周期所需要的占空比τm(k+1)的表达式如下式(13)所示。
a1×τm(k+1)×ts-a0×(1-τm(k+1))×ts＝iref-im(k)(3)
当em(k+1)＝-1时，由下式(4)求解获得第(k+1)个波周期所需要的占空比τm(k+1)，求解获得下一载波周期所需要的占空比τm(k+1)的表达式如下式(14)所示。
-a1×(1-τm(k+1))×ts-a0×τm(k+1)×ts＝iref-im(k)(4)
步骤5，获得pwm驱动波形
根据步骤3确定的m电周期内第(k+1)个载波周期的驱动状态em(k+1)，结合步骤4获得的m电周期内第(k+1)个载波周期所需要的占空比τm(k+1)，转成驱动开关磁阻电机的功率变换器所需要的驱动信号波形。
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