三相单级隔离AC-DC变换器、双环控制系统及方法与流程

本公开涉及ac-dc变换器技术领域，特别是一种具有对称结构的新型三相单级隔离ac-dc变换器、双环控制系统及双环控制方法。

背景技术：

随着全球能源危机的加深以及各国环保意识的增强，电动汽车得到越来越广泛的应用，我国电动汽车也迎来爆发式增长，在公交、出租、物流、乘用车等诸多领域都已初具规模。作为不可或缺的供能设备，充电系统是电动汽车推广应用的关键基础设施。但遗憾的是，虽然充电桩数量持续翻倍增长，但仍存在体积大、效率低的问题。因此研究高功率密度、高效率的充电系统具有重大社会和经济意义。

根据变换器中是否含有隔离变压器，可将拓扑分为隔离型和非隔离型。在电动汽车充电应用中，为了安全和输入输出电压的匹配，需要采用隔离型拓扑。从功率变换的形式来看，充电系统拓扑可分为单级式拓扑和两级式拓扑。目前广泛采用的充电系统拓扑为两级式结构，即前级ac-dc变换器+后级隔离dc-dc变换器。ac-dc和dc-dc通过中间直流母线电容连接，两者在控制上天然解耦。但该结构所需开关管数量众多，驱动电路设计繁杂，且直流母线电容体积庞大。单级式变换器比两级式省去了一级变换器，减小了电路的复杂度，提高了功率密度和系统效率。

发明人在研发过程中发现，现有的单级变换器仍存在以下问题：

1)工作在电流断续模式(dcm)，输入侧需要较大的滤波器；

2)输出电压纹波大，对电池寿命产生损害；

3)拓扑结构不对称，无法应用于大功率瞬变的动态切换场合。

技术实现要素：

为了克服上述现有技术的不足，本公开提供了一种具有对称结构的新型三相单级隔离ac-dc变换器、双环控制系统及双环控制方法，可工作在电流连续模式(ccm)，输出电压纹波较小，提升变换器的动态性能和最大功率等级。

本公开一方面提供的一种新型三相单级隔离ac-dc变换器的技术方案是：

一种新型三相单级隔离ac-dc变换器，包括前级pfc电路和后级llc电路；

所述前级pfc电路包括三相电源和三相全控整流桥，所述三相电源的一端相并联，所述三相电源的另一端分别通过滤波电感与三相全控整流桥的一桥臂中点连接；

所述后级llc电路包括至少三个滤波隔离臂和三相不控整流桥，所述滤波隔离臂的一端与三相全控整流桥的一桥臂中点连接，另一端与三相不控整流桥的一桥臂中点连接。

进一步的，所述前级pfc电路还包括直流滤波电容，所述直流滤波电容与三相全控整流桥的各桥臂两端并联。

进一步的，所述滤波隔离臂包括二阶高通滤波器和变压器，所述二阶高通滤波器的一端与三相全控整流桥的一桥臂中点连接，另一端与变压器的初级线圈一端连接，所述变压器的次级线圈一端与三相不控整流桥的一桥臂中点连接。

进一步的，所述后级llc电路还包括二阶低通滤波器，所述二阶低通滤波器与三相不控整流桥的各桥臂两端并联。

本公开另一方面提供的一种新型三相单级隔离ac-dc变换器的工作方法的技术方案是：

一种新型三相单级隔离ac-dc变换器的工作方法，该方法包括：

三相电源分别经滤波电感输入三相全控整流桥的三个桥臂，三相全控整流桥在spwm调制下高频工作，将输入的三相电源斩波形成高频电压脉冲，高频电压脉冲经二阶高通滤波器滤除高频电压脉冲中的低频分量后，经变压器传送给三相不控整流桥，三相不控整流桥输出的电压脉冲经过二阶低通滤波器滤除高频分量后输出。

本公开另一方面提供的一种基于电压外环和电流内环相结合的双环控制系统的技术方案是：

一种基于电压外环和电流内环相结合的双环控制系统，该系统包括如上所述的新型三相单级隔离ac-dc变换器、电压外环电路和电流内环电路；

新型三相单级隔离ac-dc变换器输出电压依次经过电压外环电路pi控制和电流内环电路准pr控制、spwm调制后，输出pwm波形至新型三相单级隔离ac-dc变换器的开关管。

进一步的，所述电压外环电路包括第一比较器、pi控制器、归一化处理器和至少三个乘法器；

新型三相单级隔离ac-dc变换器的输出电压与期望的直流侧参考电压经过第一比较器做差后，得到的电压差值经过pi控制器后分别输入三个乘法器，三相电网电压经过归一化处理器处理后分别输入三个乘法器，电压差值与归一化处理后的三相电网电压分别经过三个乘法器相乘后输出至电流内环电路。

进一步的，所述电流内环电路包括至少三个第二比较器、至少三个准pr控制器和spwm调制器，三相电网电流和电压外环电路输出的乘积经过第二比较器做差后，得到的差值经过准pr控制器后输入spwm调制器，经过spwm调制器调制后得到pwm波形，所述spwm调制器输出pwm波形驱动新型三相单级隔离ac-dc变换器的三相全控整流桥开关管。

进一步的，所述准pr控制器的传递函数为：

其中，kp为比例系数，kr为谐振系数，ωo＝2πfo为基波角频率，ωc为-3db截止频率。

本公开另一方面提供的一种基于电压外环和电流内环相结合的双环控制方法的技术方案是：

一种基于电压外环和电流内环相结合的双环控制方法，该方法是基于如上所述的基于电压外环和电流内环相结合的双环控制系统实现的，其特征是，该方法包括以下步骤：

(1)采样新型三相单级隔离ac-dc变换器的输出电压vo；

(2)将输出电压vo与期望的参考电压vo_ref做差，得到二者的电压差值，对电压差值进行pi控制；

(3)采样三相电网电压，并对其进行归一化处理；

(4)将步骤(2)得到的值与归一化处理后的三相电网电压分别相乘；

(5)采样三相电网电流，将步骤(4)得到的乘积与采样得到的三相电网电流分别作差，得到的差值经过pr控制和spwm调制后，得到pwm波形；

(6)利用pwm波形驱动新型三相单级隔离ac-dc变换器的开关管。

通过上述技术方案，本公开的有益效果是：

(1)本公开提出的新型三相单级隔离ac-dc变换器，可工作在电流连续模式(ccm)，减小输入侧滤波电感的体积，同时抑制了电磁干扰。

(2)本公开提出的新型三相单级隔离ac-dc变换器，其对称结构提升了变换器的动态性能，同时三相交错式结构降低输出电压纹波，提高功率等级。

(3)本公开提出的新型三相单级隔离ac-dc变换器，仅采用六个主动功率开关管，且开关管均可实现零电压开通(zvs)，实现变换器高效率运行。

附图说明

构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本公开的不当限定。

图1为实施例一三相单级隔离ac-dc变换器的拓扑结构图；

图2为实施例一输入三相电压及扇区划分图；

图3为实施例一调制波形时序分析图；

图4为实施例一三相单级隔离ac-dc变换器运行模态分析图

图5为实施例一后级llc等效电路图；

图6为实施例二双环控制系统的结构框图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本公开使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

实施例一

本实施例提供一种新型三相单级隔离ac-dc变换器，该变换器可工作在电流连续模式(ccm)，输出电压纹波较小，提升变换器的动态性能和最大功率等级。

请参阅附图1，所述新型三相单级隔离ac-dc变换器包括前级pfc电路和后级llc电路。

具体地,所述前级pfc电路由三相电源va、vb、vc，输入滤波电感la、lb、lc，三相全控整流桥以及直流滤波电容c1组成；三相电源va、vb、vc的一端相并联，电源va另一端经输入滤波电感la连接至三相全控整流桥的一桥臂中点a，电源vb另一端经输入滤波电感lb连接至三相全控整流桥的另一桥臂中点b，电源vc另一端经输入滤波电感lc连接至三相全控整流桥的第三一桥臂中点c，直流滤波电容c1与三相全控整流桥的各桥臂两端并联。

所述后级llc电路由二阶高通滤波器lr1、lr2、lr3，cr1、cr2、cr3，高频隔离变压器t1、t2、t3，三相不控整流桥，二阶低通滤波器lo、c2组成，二阶高通滤波器lr1、cr1的一端与三相全控整流桥的一桥臂中点a连接，另一端与高频隔离变压器t1的初级线圈一端连接；二阶高通滤波器lr2、cr2的一端与三相全控整流桥的另一桥臂中点b连接，另一端与高频隔离变压器t2的初级线圈一端连接；二阶高通滤波器lr3、cr3的一端与三相全控整流桥的第三一桥臂中点c连接，另一端与高频隔离变压器t3的初级线圈一端连接；高频隔离变压器t1、t2、t3的初级线圈另一端相连接；高频隔离变压器t1的次级线圈的一端与三相不控整流桥的一桥臂中点连接，高频隔离变压器t2的次级线圈的一端与三相不控整流桥的另一桥臂中点连接，高频隔离变压器t3的次级线圈的一端与三相不控整流桥的第三桥臂中点连接；高频隔离变压器t1、t2、t3的次级线圈另一端相连接；所述二阶低通滤波器lo、c2与与三相不控整流桥的各桥臂两端并联。

本实施例提出的新型三相单级隔离ac-dc变换器的具体工作过程为：

三相电源va、vb、vc分别经输入滤波电感la、lb、lc进入三相全控整流桥，三相全控整流桥在spwm调制下高频工作，将输入的三相电源斩波形成三个高频电压脉冲，分别经三个二阶高通滤波器滤除三个高频电压脉冲中的低频分量，然后经三个高频隔离变压器传送给三相不控整流桥，最后经二阶低通滤波器滤除高频分量后输出。

在本实施例中，所述三相全控整流桥由开关管s1～s6组成，其中，三相全控整流桥的一桥臂由开关管s1和s4组成，另一桥臂由开关管s2和s5组成，第三桥臂由开关管s3和s6组成；所述三相不控整流桥由二极管d1～d6组成，其中，三相不控整流桥的一桥臂由二极管d1和d4组成，另一桥臂由二极管d2和d5组成，第三桥臂由二极管d3和d6组成。

三相电源的输入电压如图2所示，将其分为12个扇区。本实施例对0～30°区间展开介绍。图3为调制波形时序分析图，在前半周期内有四种开关状态：(111)、(101)、(001)、(000)，各阶段等效电路如图4中(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、(g)所示。后半周期与前半周期对称，在此不做赘述。

请参阅附图4中(a)，运行模态1[t0,t1]：s1,s2,s3处于开通状态，s4,s5,s6,d1-d6处于关断状态，vab,vbc,vca等于零，无能量向输出侧传输。

请参阅附图4中(b)，运行模态1与运行模态2切换瞬间：s2关断，电感la电流ib将s2的寄生电容充电至电压为vdc，同时将s5的寄生电容放电至0，实现了s5的零电压开通(zvs)。由于寄生电容的容值非常小，因此该过程是在死区时间内瞬间完成的。

请参阅附图4中(c)，运行模态2[t1,t2]：s1,s3,s5处于开通状态，s2,s4,s6处于关断状态。ip1,ip3,is1,is3正向流动，ip2,is2反向流动。b，c两点之间电压为vbc＝-vdc，能量由b相和c相传输到直流侧。

请参阅附图4中(d)，模态2与模态3切换瞬间：s1关断，电感电流ia在将s1的寄生电容充电至电压为vdc，同时将s4的寄生电容放电至0，实现了s4的零电压开通(zvs)。由于寄生电容的容值非常小，因此该过程是在死区时间内瞬间完成的。

请参阅附图4中(e)，运行模态3[t2,t3]：s3,s4,s5处于开通状态，s1,s2,s6处于关断状态。ip1,ip2,is1,is2正向流动，ip3,is3反向流动。电流流入c点，流出a、b点，能量由交流侧传输到直流侧。

请参阅附图4中(f)，模态3与模态4切换瞬间：s3关断，电感电流ic在将s3的寄生电容充电至电压为vdc，同时将s6的寄生电容放电至0，实现了s6的零电压开通(zvs)。由于寄生电容的容值非常小，因此该过程是在死区时间内瞬间完成的。

请参阅附图4中(g)，运行模态1[t3,t4]：s4,s5,s6处于关断状态，s1,s2,s3,d1-d6处于关断状态。vab,vbc,vca等于零，无能量向输出侧传输。

t4时刻后，后半周期的运行过程与前半周期对称。通过调整死区时间，三相全控整流桥的开关管s1～s6均可实现软开关操作。

定义单极性二值逻辑开关函数sk为：

前级pfc电路的三相回路方程为：

其中，va、vb、vc为三相电源；l为输入滤波电感；van、vbn、vcn为三相全控整流桥中点a、b、c与三相整流桥的一端点n之间电压；vnn为三相电源的一端点n与三相整流桥的一端点n之间电压。

以a相为例分析，当s1导通而s4关断时，sa＝1，且van＝vdc；当s1关断而s4导通时，sa＝0，且van＝0。因此三相整流桥中点a、b、c与n点之间电压可表示为：

vkn＝vdcsk(2)

其中，vdc为前级pfc电路的直流滤波电容两端电压。

后级llc电路的输入电压可推导出为：

vab＝van-vbn＝(sa-sb)vdc

vbc＝vbn-vcn＝(sb-sc)vdc

vca＝vcn-van＝(sc-sa)vdc(3)

其中，(sa-sb),(sb-sc)和(sc-sa)均可取值为1,0,-1，因此高频脉冲电压vab,vbc,vca均为矩形波信号(vdc,0,-vdc)，占空比分别为(da-db),(db-dc),(dc-da)。

因采用spwm调制策略，后级llc电路的输入电压包含电网频率的交流分量，导致输出侧含有低频交流纹波，为抑制该纹波，设计lc二阶高通滤波电路，其等效电路如图5所示。lc的选取需满足两个条件：(1)电网频率设计在-40db；(2)谐振频率等于开关频率。即满足公式(4)和公式(5)。

其中，品质因数

本实施例提出的新型三相单级隔离ac-dc变换器，可工作在电流连续模式(ccm)，减小输入侧滤波电感的体积，同时抑制了电磁干扰；该新型三相单级隔离ac-dc变换器采用对称结构提升了变换器的动态性能，同时三相交错式结构降低输出电压纹波，提高功率等级；该变换器仅采用六个主动功率开关管。且开关管均可实现零电压开通(zvs)，实现变换器高效率运行。

实施例二

为实现交流输入侧的单位功率因数和直流侧低输出电压纹波，本实施例提供一种基于pi控制的电压外环与基于准pr控制的电流内环相结合的双环控制系统。

请参阅附图6，所述双环控制系统包括新型三相单级隔离ac-dc变换器、电压外环电路和电流内环电路。

具体地，所述新型三相单级隔离ac-dc变换器的三相输入端分别通过电感与交流电源连接，所述新型三相单级隔离ac-dc变换器的输出端与电压外环控制电路的输入端连接。

其中，本实施例的新型三相单级隔离ac-dc变换器的具体结构请参阅前面实施例的相关描述，在此不做赘述。

所述电压外环电路包括第一比较器、pi控制器、归一化处理器和三个乘法器，所述第一比较器与新型三相单级隔离ac-dc变换器的输出端连接，第一比较器的输出端与pi控制器连接，所述归一化处理器的输入端与三相交流电源连接，所述pi控制器、归一化处理器的输出端分别与三个乘法器连接，所述三个乘法器的输出端与电压外环电路的输入端连接，新型三相单级隔离ac-dc变换器的输出电压vo采样与期望的直流侧参考电压vo_ref经过第一比较器做差后差值通过pi控制器分别输入三个乘法器，经过归一化处理器采样并归一化处理后的三相电网电压也分别输入三个乘法器，电压差值与归一化处理后的三相电网电压经过三个乘法器相乘后的乘积作为电流内环电路的三相参考电流。

所述电流内环电路包括三个第二比较器、三个准pr控制器和spwm调制器，第二比较器的输入端分别与乘法器、电感的另一端连接，输出端与准pr控制器的输入端连接，准pr控制器的输出端与spwm调制器连接，所述spwm调制器的输出端与新型三相单级隔离ac-dc变换器的三相全控整流桥开关管连接，三相电压乘积与采样得到的三相电网电流分别经过三个第二比较器做差后，经过准pr控制器和spwm调制器后，得到pwm波形驱动新型三相单级隔离ac-dc变换器的三相全控整流桥的开关管s1～s6。

在本实施例中，所述准pr控制器的传递函数为：

其中，kp为比例系数，kr为谐振系数，ωo＝2πfo为基波角频率，ωc为-3db截止频率。

为实现数字化控制，将准pr控制器离散化，离散化后的准pr控制器的传递函数为：

其中：

k＝2/t。

实施例三

本实施例提供一种基于pi控制的电压外环与基于准pr控制的电流内环相结合的双环控制方法，该方法是基于实施例二提出的基于pi控制的电压外环与基于准pr控制的电流内环相结合的双环控制系统实现的。

具体地，所述基于pi控制的电压外环与基于准pr控制的电流内环相结合的双环控制方法包括以下步骤：

s101，采样新型三相单级隔离ac-dc变换器的输出电压vo。

s102，将输出电压vo与期望的直流侧参考电压vo_ref做差，得到二者的电压差值，对电压差值进行pi控制。

s103，采样三相电网电压，并对其进行归一化处理。

s104，将步骤102pi控制后的电压差值与步骤103归一化处理后的三相电网电压分别相乘，得到三相电压乘积。

s105，采样三相电网电流ia、ib、ic。

s106，将步骤104得到的三相电压乘积与采样得到的三相电网电流分别作差，得到的差值经过pr控制和spwm调制后，得到pwm波形，利用pwm波形驱动新型三相单级隔离ac-dc变换器的开关管s1～s6。

本实施例提出的基于pi控制的电压外环与基于准pr控制的电流内环相结合的双环控制方法，采用电压外环电路实现输出电压的快速精准控制，采用电流内环电路，按照电压外环输出的电流指令对三相输入电流进行控制，实现三相输入电流的正弦化单位功率因数控制。

传统的电流滞环控制虽动态响应快，但易产生并网电流失真，且存在较大的静态误差；静止坐标系下pi控制方式无法实现电流无静差跟踪；同步旋转坐标系下的pi控制方式动态响应慢，参数整定难。基于准pr控制的电流内环，无需锁相环和clark-park坐标变换，利用电压传感器获取电网的相位和频率信息，可在基波角频率ωo处获得无穷大增益，从而实现并网电流基波分量的无静差调节，且参数整定容易。

上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。