高功率因数DCMBuck-FlybackPFC变换器的制作方法

本发明涉及一种电能变换装置，特别是一种高功率因数dcmbuck-flybackpfc变换器。

背景技术：

功率因数校正(powerfactorcorrection,pfc)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。pfc变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。

传统的dcmbuckpfc变换器广泛应用由于其具有高效率、低输出电压、低浪涌电流、低成本、短路保护能力强、使用寿命长、控制简单、电感小、二极管没有反向恢复问题等优点，被广泛应该用于ac/dc变换器中，但是buckpfc变换器由于其工作时存在固有的死区，使变换器输入电流波形畸变严重，降低了变换器的pf值，增大了变换器的thd值，使得其无法满足国家对电能质量的要求，同时电感电流峰值大、emi差模特性差、开关管导通损耗大、效率得不到优化。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种高功率因数dcmbuck-flybackpfc变换器。

实现本发明目的的技术方案为：一种高功率因数dcmbuck-flybackpfc变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源vin、二极管整流电路rb、lc滤波器、buck电路和flyback电路共用变压器t、变压器t原边线圈电感lp、变压器t副边线圈电感ls、buck电路开关管qb、二极管db、续流二极管dfw、flyback电路开关管qf，输出电容co、负载rld；输入电压源vin与rb整流电路的输入端口连接，rb整流电路的输出端口与lc滤波器的输入端口连接，lc滤波器的输出负极为参考电位零点，lc滤波器的输出正极分别与buck电路开关管qb的一端和变压器t原边线圈lp的同名端连接，变压器t原边线圈lp的另一端与flyback电路开关管qf的一端连接，开关管qf的另一端为参考电位零点，开关管qb的另一端与二极管db的一端相连接，二极管db的另一端分别与变压器t副边线圈ls的同名端和续流二极管dfw的一端相连，变压器t副边线圈ls的另一端同时与输出电容co和负载rld的一端连接，输出电容co和负载rld的另一端为参考电位零点。

进一步地，控制电路包括输出电压采样电路、输出电压反馈控制电路、锯齿波比较及开关管驱动电路、输入电压比较电路、逻辑开关电路；输出电压采样电路中采样电阻r1和r2串联后与主功率电路的输出电压vo并联连接，输出电压采样电路的采样输出端与输出电压反馈控制电路的输入端连接，输出电压反馈控制电路的正向输入端与参考电压vref相连，锯齿波比较及开关管驱动电路的正向输入端和反向输入端分别与输出电压反馈控制电路的输出端和三角波连接，输入电压比较电路的正向输入端经分压电阻与主功率电路的lc滤波器正向输出端连接，输入电压比较电路的反向输入端与临界电压vboundary连接，逻辑开关电路的两个与门输入端与锯齿波比较及开关管驱动电路的输出端连接，逻辑开关电路中的第二与门andgate2的另一个输入端与输入电压比较电路的输出端经反向放大器后连接，第二与门andgate2的输出端作为控制电路的输出信号vd_f且与主功率电路中的flyback电路的开关管qf的门极相连而驱动开关管qf工作，逻辑开关电路中的第一与门andgate1的另一个输入端与输入电压比较电路的输出端连接，第一与门andgate1的输出端作为控制电路的输出信号vd_b，其与主功率电路中的buck电路的开关管qb的门极相连而驱动开关管qb工作。

进一步地，开关管驱动芯片可以选用uc3843、uc3844或uc3525型号的集成ic电路，所述锯齿波比较及开关管驱动电路的锯齿波比较电路输出端经rs触发器与开关管驱动芯片连接，开关管驱动芯片的第十四和是以引脚分别经第八二极管d8和第七二极管d7作为锯齿波比较及开关管驱动电路的输出信号；输出电压反馈控制电路中使用的放大器ic1—ic6选用tl074、tl072、lm358、lm324其中一种型号的运算放大器；锯齿波比较及开关管驱动电路和输入电压比较电路中的电压比较器选用lm324、lm358、ua741、tl081、lm339、lm393其中一种型号的电压比较器；锯齿波比较及开关管驱动电路中的rs触发器选用74ls71、74ls279、74hc279、74279其中一种型号的rs触发器；逻辑开关电路中的与门选用7408、7409、7411、7415其中一种型号的集成与门电路。

本发明提出的一种高功率因数dcmbuck-flybackpfc变换器，由于采用集成的buck-flyback拓扑，可以在整个90～264vac宽输入电压范围内将pf值提高至接近于1，明显具有输入功率因数高，输出电压纹波小、输入电流谐波含量小等优点。

下面结合说明书附图对本发明作进一步描述。

附图说明

图1是dcmbuckpfc变换器主电路示意图。

图2是dcmbuckpfc变换器电感电流、开关管电流波形图。

图3是dcmbuckpfc变换器对应不同输出电压下的输入电流波形图(vin＝110vac)。

图4是dcmbuckpfc变换器在宽输入电压范围内功率因数pf的曲线。

图5是dcmbuck-flybackpfc变换器主电路示意图。

图6是dcmbuck-flybackpfc变换器的变压器原副边电感电流、开关管电流波形。

图7是宽输入电压范围内不同输出电压下dcmbuck-flybackpfc变压器匝数比n与功率因数pf的关系曲线示意图，其中(a)为90vac下示意图，(b)为110vac下示意图，(c)为220vac下示意图，(d)为264vac下示意图。

图8是功率因数pf与输入电压的函数关系图，其中和(a)为vo＝70下示意图，(b)为vo＝80下示意图，(c)为vo＝90，下示意图，(d)为vo＝100下示意图。

图9是宽输入电压范围内最优匝比与输出电压组合下的功率因数pf曲线。

图10是宽输入电压范围内临界电感值曲线示意图：(a)为buck变换器示意图，(b)为flyback变换器示意图。

图11是dcmbuck-flyback变换器的变压器原副边电感峰值电流波形图。

图12是宽输入电压范围内变压器原边电感电流有效值曲线。

图13是宽输入电压范围内变压器副边电感电流有效值曲线。

图14是buck与buck-flyback变换器功率因数pf的对比。

图15是buck与buck-flyback变换器输入电流中3、5、7次谐波含量的对比。

图16是buck与buck-flyback变换器在半个工频周期内的输出电压波形的对比。

图17是buck与buck-flyback变换器在宽输入电压范围内电压纹波大小的对比。

图18是buck与buck-flyback变换器的临界电感值曲线。

图19是buck与buck-flyback变换器的电感电流峰值曲线。

图20是buck与buck-flyback变换器的电感电流有效值曲线。

图21是本发明高功率因数dcmbuck-flyback变换器的电路结构示意图。

上述图中的主要符号名称：vin—电源电压，iin—输入电流，rb—整流桥，vg—整流后的输出电压，ilb—电感电流，lb—电感，qb—开关管，qf—开关管，db—二极管，dfw—二极管，t—变压器，lp—变压器原边线圈电感，ls—变压器副边线圈电感，co—输出滤波电容，io—输出电流，rld—负载，vo—输出电压，vref—输出电压反馈控制的基准电压，vea—输出电压反馈控制的误差电压信号输出，vboundary—临界电压，t—时间，ω—输入电压角频率，vm—输入电压峰值，vd_f—开关管qf的驱动电压，vd_b—开关管qb的驱动电压，d—占空比，fs—变换器开关频率，pf—功率因数。

具体实施方式

图1是buckpfc变换器主电路。作如下假设：(1)所有器件均为理想元件；(2)输出电压纹波与其直流量相比很小；(3)开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了dcmbuckpfc变换器，一个开关周期内的电感电流和开关管电流波形图。当qb导通时，dfw截止，电感ls两端的电压为vg－vo，其电流ils由零开始以(vg－vo)/ls的斜率线性上升，vg给负载和储能电容co供电。当qb关断时，ils通过dfw续流，此时ls两端的电压为－vo，ils以vo/ls的斜率下降，并且ils可以在新的一周期开始前下降到零。

不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为：

vin＝vmsinθ(1)

其中vm和θ分别为输入交流电压的幅值和相位角。

在半个电源周期[0,π]中，整流输入电压vg和输入电压相同，即

vg＝vin＝vmsinθ(2)

在一个开关周期内，电感ls电流峰值ils_pk为

其中dqb为开关管qb占空比，fs为开关频率。

在每个开关周期内，ls两端的伏秒面积平衡，即

其中vo为输出电压，ddfwb为电感电流下降到零所对应的占空比。

由式(2)和式(4)可得：

根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内流过开关管qb的平均值为：

则在[θ0,(-θ0]中，buck变换器的输入电流平均值为：

由于buck变换器只在输入电压vin高于临界电压值时才工作，因此，输入电流iin为:

结合式(1)和式(8)可以求出输入功率为：

假设变换器效率为100％，那么输入功率等于输出功率，即pin＝po，可以得到占空比dqb的表达式：

根据式(1)和式(8)可以计算处输入功率因数为：

根据式(8)-(11)可以作出vin＝110vac时，dcmbuckpfc变换器对应不同输出电压下的输入电流波形图和宽输入电压范围内功率因数pf的曲线图，分别如图3和图4所示。从图中可得，输入电流波形存在死区，导致功率因数较低，因此需要新的方法来消除输入电流死区，提高功率因数值。

图5是dcmbuck-flybackpfc变换器主电路。作如下假设：(1)所有器件均为理想元件；(2)输出电压纹波与其直流量相比很小；(3)开关频率远高于输入电压频率。

图6给出了dcm时一个开关周期中的开关管电流和变压器原副边电感电流波形。当输入电压的瞬时值小于临界电压值时，qf导通，qb关断，d截止，dfw截止，变压器原边线圈电感lp两端的电压为vg－vo，其电流ilp由零开始以(vg－vo)/lp的斜率线性上升，vg给负载和储能电容co供电。当qf关断时，ils通过dfw续流，此时变压器副边线圈电感ls两端的电压为－vo，ils以vo/ls的斜率下降，并且ils可以在新的一周期开始前下降到零。当输入电压的瞬时值大于临界电压值时，qb导通，qf关断，d导通，dfw截止，变压器副边线圈电感ls两端的电压为vg－vo，其电流ils由零开始以(vg－vo)/ls的斜率线性上升，vg给负载和储能电容co供电。当qb关断时，ils通过dfw续流，此时变压器副边线圈电感ls两端的电压为－vo，ils以vo/ls的斜率下降，并且ils可以在新的一周期开始前下降到零。

当输入电压的瞬时值小于临界电压值时，变换器工作在flyback状态下，在一个开关周期内，变压器原端电感电流峰值ilp_pk为

其中dqbf为开关管qf占空比，fs为开关频率。

在每个开关周期内，变压器原边线圈lp两端的伏秒面积平衡，即

其中vo为输出电压，ddfwf为变压器副端电感电流下降到零所对应的占空比。

由式(2)和式(13)可得：

根据式(12)和式(14)，可以得到一个开关周期内流过开关管qf的平均值为：

则在[0,θ0]和[(-θ0,(]中，变换器的输入电流平均值为：

当输入电压的瞬时值大于临界电压值时，变换器工作在buck状态下，分析结论见第一节。

因此，输入电流iin为:

其中

由式(1)和式(13)可以求出变换器在半个周期内输入功率的平均值pin为：

假设变换器效率为100％，那么输入功率等于输出功率。由式(14)可得占空比dqbf：

由式(17)和式(18)可以求得pf值的表达式为：

其中irms_bf为输入电流有效值。

结合(20)和变换器的参数，可以作出宽输入电压范围内，不同的输出电压下，匝比n与pf值的函数曲线，如图7(a-d)所示。从图中可以观察得到90vac,110vac,220vac,264vac输入电压与70vdc,80vdc,90vdc,100vdc输出电压下对应的最优匝比n。

为了更明显的观察宽输入电压范围内，不同输出电压下，匝比对功率因数的影响，我们绘制出图8功率因数pf与输入电压的函数关系图。考虑到110vac和220vac是标称输入电压，因此我们从图8中选定蓝色曲线作为确定最优匝比的依据，从而n＝1.42，n＝1.52，n＝1.65和n＝1.80被选为vo＝70，vo＝80，vo＝90和vo＝100v时的最优匝数比，在此对应匝数比下，变换器能够得到最大的功率因数值。

根据以上分析，我们可以作出图9宽输入电压范围内，最优匝比与输出电压组合下的功率因数曲线。可以看出，在最优匝比与输出电压的组合下，dcmbuck-flybackpfc变换器的功率因数能全部保证在0.956以上，且随着输入电压的升高功率因数接近于1。

为了使变换器工作在dcm状态下，就需要使得电感电流在开光管开通前降为0，则对于buck变换器，其占空比需要满足下式：

将式(5)代入式(21)中得：

将式(19)代入式(22)中，可得变压器副边绕组的临界电感值为：

根据式(23)作出buck变换器宽输入电压范围内临界电感值曲线，如图10(a)所示。

对于flyback变换器，为了使变换器工作在dcm状态下，其占空比需要满足下式：

将式(14)代入式(24)中得：

将式(19)代入式(25)中，可得变压器副边绕组的临界电感值为：

根据式(26)可以作出flyback变换器宽输入电压范围内变压器副边绕组临界电感值曲线，如图10(b)所示。

为了让变换器能正常工作，工作在buck和flyback状态下的变压器副边绕组的最小电感值需要保证是相同的。

根据式(3)、式(12)和式(19)，可以作出dcmbuck-flyback变换器电感峰值电流波形，如图11所示。从图中可以发现，峰值电流随着输出电压的增大而减小。

当开光管处于导通状态时，可以计算出流过开关管qb和开关管qf电流的有效值：

当开光管处于关断状态时，可以计算出流过续流二极管dfw的有效值：

当开光管qf处于导通状态时，可以计算出流过变压器原端线圈电感的有效值：

当开光管qf处于关断状态，qb处于导通和关断状态时，可以计算出流过变压器副端线圈电感的有效值：

根据(27)～(32)式可以分别作出变压器原副端绕组电流有效值波形，即图12和图13。

根据式(1)、式(11)和式(20)可以比较传统dcmbuck变换器和dcmbuck-flyback变换器的功率因数pf，如图14所示。从图中可以看出，相对于传统dcmbuck变换器，dcmbuck-flyback变换器的功率因数极大提高，尤其在高输入电压下pf值接近于1。

对dcmbuck-flyback变换器的输入电流波形进行傅里叶分析，可得

从图15中可以看出，dcmbuck-flyback变换器的3次、5次和7次谐波含量全部满足国家标准要求，而传统dcmbuck变换器的3次、5次和7次谐波含量不满足国家标准要求，特别在低输入电压下，3次、5次和7次谐波含量很高。

输出端电容的瞬时输出电压值表达式为

dcmbuck变换器和dcmbuck-flyback变换器的输出电压纹波都可根据下式计算

当时，输出电容充电，当时，输出电容放电，θ1,θ2,θ3,andθ4分别是传统dcmbuck变换器和dcmbuck-flyback变换器在过1时的相位角。根据式(34)可以画出半个工频周期内两种变换器的输出电压波形，如图16所示。根据式(35)可以画出宽输入电压范围内两种变换器输出电压纹波大小的曲线，如图17所示。从图中可以看出，dcmbuck-flyback变换器的输出电压纹波相比传统buck变换器有很大降低。

根据式(21)并结合式(5)和(10)，则dcmbuck变换器的临界电感公式如下：

由式(36)可得图18，dcmbuck变换器和dcmbuck-flyback变换器的临界电感值曲线。考虑裕量的情况下，dcmbuck变换器临界电感值为33uh比dcmbuck-flyback变换器临界电感值40uh要小，可见本发明所提出的变换器可使临界电感值有一定提升。

根据式(3)和式(10)，再结合图11，可以作出输入电压110vac下dcmbuck变换器与dcmbuck-flyback变换器的电感电流峰值曲线，如图19所示。从图中可以看出，dcmbuck-flyback变换器的电感电流峰值相比于传统dcmbuck变换器有很大降低，且整体的峰值包络更接近正弦，因此dcmbuck-flyback变换器的功率因数有很大提高。

buck变换器的电感电流有效值表达式为：

将式(3)、式(5)和式(10)代入到式(37)中，再结合图13，可以作出图20两种变换器的电感电流有效值曲线。dcmbuck-flyback变换器的电流有效值较小。因此，在dcmbuck-flyback变换器中,主要元器件的损耗比buck变换器要小很多。

结合图21，本发明的高功率因数dcmbuck-flyback变换器，其包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源vin、二极管整流电路rb、lc滤波器、buck电路和flyback电路共用变压器t，变压器t原边线圈电感lp，变压器t副边线圈电感ls，buck电路开关管qb、二极管db、续流二极管dfw，flyback电路开关管qf，输出电容co、负载rld，其中输入电压源vin与rb整流电路的输入端口连接，rb整流电路的输出端口与lc滤波器的输入端口连接，lc滤波器的输出负极为参考电位零点，lc滤波器的输出正极同时与buck电路开关管qb的一端和变压器t原边线圈lp的同名端连接，变压器t原边线圈lp的另一端与flyback电路开关管qf的一端连接，开关管qf的另一端为参考电位零点，开关管qb的另一端与二极管db的一端相连接，二极管db的另一端同时与变压器t副边线圈ls的同名端和续流二极管dfw的一端相连，变压器t副边线圈ls的另一端同时与输出电容co和负载rld的一端连接，输出电容co和负载rld的另一端为参考电位零点buck电感lb的另一端同时与输出电容co和负载rld的一端连接，输出电容co和负载rld的另一端为参考电位零点。

本发明的高功率因数dcmbuck-flybackpfc变换器，其特征在于控制电路包括输出电压采样电路(2)、输出电压反馈控制电路(3)、锯齿波比较及开关管驱动电路(4)、输入电压比较电路(5)、逻辑开关电路(6)，所述输出电压采样电路(2)中采样电阻r1和r2串联后与主功率电路(1)的输出电压vo并联连接，输出电压采样电路(2)的采样输出端f与输出电压反馈控制电路(3)的a端连接；输出电压反馈控制电路(3)的正向输入端与参考电压vref相连；锯齿波比较及开关管驱动电路(4)的正向输入端和反向输入端分别与输出电压反馈控制电路的输出端b和三角波连接；输入电压比较电路(5)的正向输入端经分压电阻与主功率电路(1)的lc滤波器正向输出端连接，反向输入端与临界电压vboundary连接；逻辑开关电路(6)的两个与门输入端与锯齿波比较及开关管驱动电路(4)的输出端q连接，其中与门andgate2的另一个输入端与输入电压比较电路(5)的输出端e经反向放大器后连接，与门andgate2的输出端作为控制电路的输出信号vd_f，其与主功率电路(1)中的flyback电路的开关管qf的门极相连而驱动开关管qf工作，与门andgate1的另一个输入端与输入电压比较电路(5)的输出端e连接，与门andgate1的输出端作为控制电路的输出信号vd_b，其与主功率电路(1)中的buck电路的开关管qb的门极相连而驱动开关管qb工作。

所述锯齿波比较及开关管驱动电路(4)的锯齿波比较电路输出端c经rs触发器与开关管驱动芯片连接，开关管驱动芯片的输出端14和输出端11分别经二极管d8和二极管d7作为锯齿波比较及开关管驱动电路(4)的输出信号，开关管驱动芯片可以选用uc3843、uc3844或uc3525等型号的集成ic电路，输出电压反馈控制电路(3)中使用的放大器ic1—ic6选用tl074、tl072、lm358、lm324等型号的运算放大器，锯齿波比较及开关管驱动电路(4)和输入电压比较电路(5)中的电压比较器可以选用lm324、lm358、ua741、tl081、lm339、lm393等型号的电压比较器，锯齿波比较及开关管驱动电路(4)中的rs触发器可以选用74ls71、74ls279、74hc279、74279等型号的rs触发器，逻辑开关电路(6)中的与门可以选用7408、7409、7411、7415等型号的集成与门电路。

综上所述，本发明的高功率因数dcmbuck-flyback变换器将buck拓扑结构和flyback拓扑结构相结合，使得变换器在输入电压低于临界电压值时flyback电路工作，在输入电压高于临界电压值时buck电路工作，从而消除buck电路在dcm模式下输入电流的死区，使输入电流接近为与输入电压同相位的正弦波，与此同时本发明重点设计了buck-flyback的最优匝比与输出电压，从而在整个90～264vac宽输入电压范围内将pf值提高至接近于1。此外，与传统的只含buck电路的定占空比控制变换器相比，所提出的buck-flyback电路拓扑还具有输出电压纹波小、开关管导通损耗小、所需二极管应力减小等优点。