一种高降压比的交错并联DC-DC变换器的制作方法

本发明属于电力电子直流变换器设计领域，涉及一种高降压比的交错并联dc-dc变换器。

背景技术：

随着近年工业技术的迅猛发展，电力电子技术及相关设备在其中的重要性日益凸显，其中dc-dc变换器在电网、汽车、轨道交通、生物医学和通信系统等领域广泛应用。近年来，为追求高效率、高功率密度及低成本等发展趋势，数据中心、汽车电子及分布式能源系统等应用场合逐渐青睐于更高电压等级的电源架构，如以48v代替传统的12v直流母线电压，但诸多终端设备仍维持低压输入要求。研究高降压比的dc-dc变换器，为低压终端设备提供高效可靠的电能供应，具有重要的现实意义和应用价值。

传统的buck变换器电压调节能力良好，但降压比不高、输入电流断续，且在低压大电流应用场合难以满足对占空比、效率及散热等方面的要求。交错并联结构是在dc-dc变换器拓扑构造中常用的技术手段，交错并联变换器具有诸多优势，如可降低输出电流纹波、减低电路所需电感值和易于实现高频等，但与传统buck变换器相比，降压比并没有得到提升。此外，在拓扑中引入开关电容单元也是对传统变换器进行改进的常用方法，开关电容变换器可实现高降压比、高功率密度、小尺寸，且易于集成，但电压调节能力较差。

为克服上述传统dc-dc变换器的劣势，将buck变换器、开关电容变换器和交错并联变换器相结合，探索可在降压比、效率、频率、功率密度、可集成性、输入电流可连续性等多方面进行提升的新型dc-dc变换器拓扑，实现优势综合、劣势互补。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种高降压比的交错并联dc-dc变换器，该变换器具有高降压比、低输出纹波、输入电流可连续、良好电压调节能力及较高效率的特点。

为达到上述目的，本发明所述的高降压比的交错并联dc-dc变换器包括电源、第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管及负载电阻；

电源的正极与第一电容的一端、第二二极管的负极、第一开关管的一端及第二开关管的一端相连接，第一电容的另一端与第三二极管的正极及第一二极管的负极相连接，第二二极管的正极与第三二极管的负极及第二电容的一端相连接，第一开关管的另一端与第二电感的一端及第四二极管的负极相连接，第二开关管的另一端与第一电感的一端及第五二极管的负极相连接，第一电感的另一端与第二电感的另一端及负载电阻的一端相连接，电源的负极与第二电容的另一端、负载电阻的另一端、第五二极管的正极及第一二极管的正极相连接。

电源的正极经输入电感与第一电容、第二二极管、第一开关管及第二开关管相连接。

负载电阻上并联有滤波电容。

第一开关管及第二开关管的触发脉冲相隔180°相位差。

设d为开关管占空比，ts为开关周期，在nts时刻，第一开关管高电平驱动脉冲到来，第一开关管导通，第二开关管截止，第一二极管、第二二极管及第五二极管续流，第三二极管和第四二极管截止，电源给输入电感和第二电感充电，输入电感和第二电感的电感电流持续上升，第一电感经第五二极管放电，第一电感的电感电流下降，第一电容和第二电容放电；在nts+dts时刻，第一开关管关断，输入电感和第二电感的电感电流达到最大值，第一电感继续放电；在nts时刻至nts+dts时刻内，此工作模态下的微分方程为：

在nts+dts时刻，第一开关管和第二开关管截止，第一二极管和第二二极管截止，第三二极管、第四二极管及第五二极管导通，第一电感、第二电感和输入电感均处于放电状态，电源和输入电感给第一电容和第二电容充电，在nts+ts/2时刻，第二开关管导通，第一电感的电流达到最小值；在nts+dts时刻至nts+ts/2时刻内，此工作模态下的微分方程为：

在nts+ts/2时刻，第二开关管高电平驱动脉冲到来，第二开关管导通，第一开关管截止，第一二极管、第二二极管及第四二极管续流，第三二极管和第五二极管截止，电源给第一电感和输入电感充电，第一电感和输入电感的电感电流持续上升，第二电感经第四二极管放电，第二电感的电感电流下降，第一电容和第二电容放电；在nts+ts/2+dts时刻，第二开关管关断，第一电感和输入电感的电感电流达到最大值，第二电感继续放电；在nts+ts/2时刻至nts+ts/2+dts时刻内，此工作模态下的微分方程为：

在nts+ts/2+dts时刻，第一开关管和第二开关管截止，第一二极管和第二二极管截止，第三二极管、第四二极管及第五二极管导通，第一电感、第二电感和输入电感均处于放电状态，电源和输入电感给第一电容和第二电容充电；在nts+ts时刻，第一开关管导通，第二电感的电流达到最小值；在nts+ts/2+dts时刻至nts+ts时刻内，此工作模态下的微分方程与式(2)一致。

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的高降压比的交错并联dc-dc变换器在具体操作时，第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管及第三二极管组成开关电容单元，其中，第一电容与第二电容串联充电，并联放电，可达到降压的效果；第一开关管、第二开关管、第四二极管、第五二极管、第一电感及第二电感组成两相交错并联结构buck单元，通过相移抵消两相电感电流纹波，输出电流纹波较低；进一步，在前级添加输入电感，输入电流可连续，输入电流纹波较低。从而使得变换器具有高降压比、低输出纹波、输入电流可连续、良好电压调节能力及较高效率的特点。另外，需要说明的是，本发明属于非隔离型变换器，可避免隔离型变换器中变压器体积大、控制复杂、存在漏电流等缺点。

附图说明

图1为本发明的电路拓扑图；

图2a为本发明在工作模态1时的等效电路图；

图2b为本发明在工作模态2及工作模态4时的等效电路图；

图2c为本发明在工作模态3时的等效电路图；

图3为本发明的闭环控制策略框图；

图4为vo、vc1、vc2及vgs1的电压仿真波形图；

图5为il1、il2、il3及vgs1的电流仿真波形图；

图6为vd1、vd2、vd3及vgs1的电压仿真波形图；

图7为vd4、vd5及vgs1的电压仿真波形图；

图8为vds1、vds2及vgs1的电压仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参考图1，本发明所述的高降压比的交错并联dc-dc变换器包括电源vin、第一电容c1、第二电容c2、第一电感l3、第二电感l2、第一开关管s1、第二开关管s2、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第五二极管d5及负载电阻r；电源vin的正极与第一电容c1的一端、第二二极管d2的负极、第一开关管s1的一端及第二开关管s2的一端相连接，第一电容c1的另一端与第三二极管d3的正极及第一二极管d1的负极相连接，第二二极管d2的正极与第三二极管d3的负极及第二电容c2的一端相连接，第一开关管s1的另一端与第二电感l2的一端及第四二极管d4的负极相连接，第二开关管s2的另一端与第一电感l3的一端及第五二极管d5的负极相连接，第一电感l3的另一端与第二电感l2的另一端及负载电阻r的一端相连接，电源vin的负极与第二电容c2的另一端、负载电阻r的另一端、第五二极管d5的正极及第一二极管d1的正极相连接，电源vin的正极经输入电感l1与第一电容c1、第二二极管d2、第一开关管s1及第二开关管s2相连接；负载电阻r上并联有滤波电容co；第一开关管s1及第二开关管s2的触发脉冲相隔180°相位差。

为了简化分析和便于理解，设定电路工作在理想工作状态下，故作出以下假设：1)变换器工作在电流连续模式下；2)变换器拓扑中均为理想元器件，忽略寄生参数的影响；3)忽略两相交错并联支路间开关管的死区时间；4)开关电容单元中电容匹配，即c1＝c2；5)交错并联buck单元中电感匹配，即l3＝l2。

当占空比d<0.5即处于电流连续模式下，一个开关周期ts有4个工作模态，分析如下：

参考图2a，工作模态1，在nts时刻，第一开关管s1高电平驱动脉冲到来，第一开关管s1导通，第二开关管s2截止，第一二极管d1、第二二极管d2及第五二极管d5续流，第三二极管d3和第四二极管d4截止，电源vin给输入电感l1和第二电感l2充电，输入电感l1和第二电感l2的电感电流持续上升，第一电感l3经第五二极管d5放电，第一电感l3的电感电流下降，第一电容c1和第二电容c2放电；在nts+dts时刻，第一开关管s1关断，输入电感l1和第二电感l2的电感电流达到最大值，第一电感l3继续放电；在nts时刻至nts+dts时刻内，此工作模态下的微分方程为：

参考图2b，工作模态2，在nts+dts时刻，第一开关管s1和第二开关管s2截止，第一二极管d1和第二二极管d2截止，第三二极管d3、第四二极管d4及第五二极管d5导通，第一电感l3、第二电感l2和输入电感l1均处于放电状态，电源vin和输入电感l1给第一电容c1和第二电容c2充电；在nts+ts/2时刻，第二开关管s2导通，第一电感l3的电流达到最小值；在nts+dts时刻至nts+ts/2时刻内，此工作模态下的微分方程为：

参考图2c，工作模态3，在nts+ts/2时刻，第二开关管s2高电平驱动脉冲到来，第二开关管s2导通，第一开关管s1截止，第一二极管d1、第二二极管d2及第四二极管d4续流，第三二极管d3和第五二极管d5截止，电源vin给第一电感l3和输入电感l1充电，第一电感l3和输入电感l1的电感电流持续上升，第二电感l2经第四二极管d4放电，第二电感l2的电感电流下降，第一电容c1和第二电容c2放电；在nts+ts/2+dts时刻，第二开关管s2关断，第一电感l3和输入电感l1的电感电流达到最大值，第二电感l2继续放电；在nts+ts/2时刻至nts+ts/2+dts时刻内，此工作模态下的微分方程为：

参考图2b，工作模态4，在nts+ts/2+dts时刻，第一开关管和第二开关管截止，第一二极管和第二二极管截止，第三二极管、第四二极管及第五二极管导通，第一电感、第二电感和输入电感均处于放电状态，电源和输入电感给第一电容和第二电容充电；在nts+ts时刻，第一开关管导通，第二电感的电流达到最小值；在nts+ts/2+dts时刻至nts+ts时刻内，此工作模态下的微分方程与式(2)一致。

电路达到稳态下l1、l2和l3符合伏秒平衡原则，可得方程组为：

解得开关电容电压和降压比的表达式分别为：

电压应力定义为有源器件截止时承受的最大电压，故各开关管和二极管对应的电压应力为：

电路达到稳态时第一电容c1、第二电容c2和第三电容c3符合电容的安秒平衡原则，故可得方程组为：

求得各电感电流表达式分别为：

电流应力定义为有源器件的稳态平均电流，基于对各工作模式的分析，得各开关管和二极管对应的电流应力为：

结合应用背景考虑变换器工作的稳定性，变换器尽量工作在电流连续模式下，输入电感l1需满足：

求得输入电感l1的纹波为：

又已知输入电感l1的电流应力，结合式(10)、(17)及(18)，得变换器工作在电流连续模式下的边界条件为：

在本发明的实施过程中，应对变换器中的元器件进行合适的选型，各元器件可承受的电压和电流应大于上述对应的电压应力和电流应力，并留有一定的裕量，输入电感l1的取值需大于电流连续模式临界值。

同时，本发明的基本闭环控制策略框图如图3所示，闭环控制电路通过分压电阻对主电路输出电压进行采样，采样信号经补偿网络进行补偿处理后送入pwm调制电路，随即产生两路相隔180°相位差的驱动信号分别送至第一开关管s1的门极及第二开关管s2的门极。

仿真实验

基于pspice软件对本发明进行仿真验证，元器件选择与参数设置为：输入电压vin＝48v；输入电感l1＝200mh；开关电容单元中c1＝c2＝10uf；交错并联支路电感l2＝l3＝1mh；输出滤波电容co＝20uf；负载电阻r＝10ω；第一开关管s1及第二开关管s2均为mos管irfb4321；二极管选择肖特基二极管mbr40250；占空比d＝1/3；工作频率为40khz。

仿真结果与理论分析一致。如图4所示，从上至下的波形分别为输出电压vo、第一电容c1的电压应力vc1、第二电容c2的电压应力vc2及驱动电压vgs1。如图5所示，从上至下的波形分别为输入电感l1的电流il1、交错并联支路第二电感l2的电流il2、交错并联支路第一电感l3的电流il3及驱动电压vgs1。如图6所示，从上至下的波形分别为第一二极管d1的电压应力vd1、第二二极管d2的电压应力vd2、第三二极管d3的电压应力vd3及驱动电压vgs1。如图7所示，从上至下的波形分别为第四二极管d4的电压应力vd4、第五二极管d5的电压应力vd5及驱动电压vgs1。如图8所示，从上至下的波形分别为第一开关管s1的电压应力vds1、第二开关管s2的电压应力vds2及驱动电压vgs1。

综上所示，本发明具有高降压比，克服了传统buck变换器选取占空比过低而导致控制不精确、损耗高和产热高等问题，适用于高频、低压、大电流等应用场合；变换器拓扑具有可拓展性，增加相数适用于高开关频率场合，改善动态性能，降低对滤波电路体积的要求。