LCL滤波器并网逆变器的不确定参数干扰抑制方法与流程

本发明涉及lcl滤波器技术领域，是一种lcl滤波器并网逆变器的不确定参数干扰抑制方法。

背景技术：

当今世界，随着电网的规模日益扩大，其存在的许多问题也被放大并得到了越来越多的重视。特大规模的电网具有较高的建造和运行维护成本，并且越来越难以满足随着我国经济迅速发展导致客户提出的高可靠性和安全性的要求。此外，在当今社会，环境污染以及资源匮乏问题已经越来越迫在眉睫，我国大力推进的可持续发展理念逐渐深入人心。因此，太阳能、风能、潮汐能等可再生的清洁能源得到了越来越多的重视。基于此，为了跟随时代的发展，满足我国经济迅速发展带来的合理需求，分布式发电与新能源发电两种方式得到了越来越多的关注。分布式发电系统可根据应用不同场合分为离网发电和并网发电系统。相比于传统的集中式发电形式，分布式发电系统并不集中在发电站中，而是合理的分布在区域内需求电量的地方，比如在居民区域内安装分布电源，可以合理有效地补充集中式发电网络，更好的满足民众对于用电的稳定性与安全性的需求。据此，当今世界并网式发电系统(dpgs)得到了国内外专家学者的一致重视。

随着新能源的渗透率越来越高，传统的逆变器控制策略缺乏惯性和阻尼，难以为电网运行的稳定性提供必要的技术支撑。基于此，随着过去几年基于可再生能源的分布式发电系统(dpgs)的快速增长，这种并网逆变器也呈指数增长。常见的滤波器主要有l型滤波器和lcl型滤波器两种。组合l、c、r元器件，在谐波源附近或公共电网节点装设单调谐滤波器,当所构成的回路的谐振频率和某一高次谐波电流频率相同时,即可达到阻止该次谐波流入电网的目的,并且进行无功功率补偿。其中，lcl滤波器属于三阶系统，其控制器的设计必然面临着极大地复杂性。对此，可通过分裂电容并合理配置参数的方法达到lcl滤波器降阶的效果，将三阶系统简化为一阶系统，因此极大的简化了控制器设计的难道。值得注意的是，在此期间同样需要采取减震方法抑制谐振，以确保系统的稳定性。但是，合理配置参数达到降阶目的的前提是系统各参数能够稳定的满足理想的比例，而实际的应用中，不仅在器件的选值上存在不可避免的不确定性，且电网阻抗等随着环境的变化也必然会出现波形，以至于破坏了降阶的效果。

为了解决这一问题，需要在控制中增加干扰和不确定性抑制控制，即，通过对传统时滞控制进行优化，以此来达到抑制由干扰和参数不确定性组成的集总干扰的目的的控制方法。

技术实现要素：

本发明为在电网参数不确定的情况下实现采用分裂电容法的lcl滤波器的并网逆变器的鲁棒电流控制方法，本发明提供了一种lcl滤波器并网逆变器的不确定参数干扰抑制方法，本发明提供了以下技术方案：

一种lcl滤波器并网逆变器的不确定参数干扰抑制方法，包括如下步骤：

步骤一：设置lcl滤波器参数，将三阶的lcl滤波器简化为一阶系统，建立基于时滞控制的控制系统的传递函数；

步骤二：根据基于时滞控制的控制系统的数学模型，确定设定点跟踪响应，建立期望参考模型对应的状态方程，根据期望参考模型对应的状态方程得到初步的输入表达式；

步骤三：引入用于估计不确定性和干扰的滤波器，并在频域中对其进行独立设计，得到频域中的干扰函数；

步骤四：通过对初步的输入表达式进行拉普拉斯变换，在频域中独立设计完成的滤波器和误差反馈增益，得到控制系统输出与输入与误差间的函数表达式,使得控制器对干扰的进行抑制。

优选地，所述步骤一具体为：

第一步：设置lcl滤波器参数，使得l1/l2＝c2/c1＝r1/r2＝λ，将三阶的lcl滤波器简化为一阶系统，简化控制系统传递函数，通过下式表示简化后的控制系统传递函数：

式中：为简化后的控制系统传递函数，i12为电容间的电流，uin表示逆变器侧电压；l1、l2为分裂电感，c1和c2为分裂电容，r1和r2为无源阻尼，λ为比例系数；

优选地，所述简化后的一阶系统为lccl电路结构，将原有电容分裂为c1和c2，反馈变量由入网电流改为并联电路间的电流。

优选地，所述步骤二具体为：

第一步：根据一阶系统，建立期望参考模型对应的状态方程，通过下式表示所述方程：

其中，为状态方程，f(t)代表系统不确定部分，d(t)代表系统干扰部分，x(t)为状态变量，u(t)为控制输入，a为系统矩阵，b为控制矩阵，t为时间；

第二步：在实际输入的作用下，建立稳定的期望参考模型，通过下式表示所述稳定的期望参考模型对应的状态方程：

其中，为稳定的期望参考模型对应的状态方程，am期望状态矩阵；bm期望控制矩阵，xm(t)为期望状态变量，um(t)为期望控制输入；

第三步：计算期望状态与实际状态间的差值，通过下式表示所述差值：

e＝xm-x(3)

其中，e为期望状态与实际状态间的差值，xm和x分别代表期望状态和实际状态

当t满足t→∞时，e→0，计算差值向量，通过下式表示所述差值向量：

其中，为差值向量，am期望状态矩阵；

第四步：根据式(2)和(3)建立等式，通过下式表示所述等式：

amxm(t)+bmum(t)-ax(t)-bu(t)-f(t)-d(t)＝am·e(5)

将式(5)代入式(4)中，得到下式：

amxm(t)+bmum(t)-ax(t)-bu(t)-f(t)-d(t)＝am·(xm-x)(6)

根据式(6)，得到初步的输入表达式，通过下式表示初步的输入表达式：

u(t)＝b^-1[amx(t)+bmum(t)-ax(t)-f(t)-d(t)](7)

根据期望参考模型对应的状态方程和差值向量，将干扰和参数不确定性统一于总体干扰中，通过下式表示所述总体干扰：

ud(t)＝f(t)+d(t)(8)

其中，ud(t)为总体干扰。

优选地，所述步骤三具体为：

第一步：在频域中，将总体干扰进行滤波，引入用于估计不确定性和干扰的滤波器，得到滤波后的总体干扰，通过下式表示所述滤波后总体干扰：

ude(t)＝ud(t)*gf(t)(9)

其中，ude(t)为滤波后的总体干扰，gf(t)为低通滤波器；

第二步：通过下式表示频域中的总干扰函数：

ud(s)＝x(s)-[ax(s)+bu(s)](10)

其中，ud(s)为频域中的总干扰，x(s)和u(s)为频域中的状态变量和控制输入，s为频域。

优选地，所述低通滤波器包括不确定和干扰滤波器。

优选地，所述步骤四具体为：

第一步：对初步输入表达式进行拉普拉斯变换，在拉普拉斯变换后与式ud(s)＝x(s)-[ax(s)+bu(s)]联立后，得到下式：

其中，gf(s)为频域中的低通滤波器，um(s)为频域中的期望控制矩阵，

第二步：将逆变器侧电压转化，选取矩阵参数，通过下式表示逆变器侧电压：

其中，x(s)为为等效分裂电容间电流，u(s)为逆变侧电压，um(s)为期望的逆变侧电压；am和bm分别代表期望矩阵和控制矩阵，

当am＝-α，bm＝α，得到设定的期望系统传递函数，通过下式表示所述期望系统传递函数：

其中，xm为期望系统传递函数，α是期望系统的传递函数的带宽；

第三步：根据期望系统传递函数，得到控制系统输出与输入与误差间的函数表达式，通过下式表示所述表达式：

其中，x(s)为控制系统输出与输入与误差间的函数表达式。

优选地，通过下式表示低通滤波器：

本发明具有以下有益效果：

本发明能在电网参数不确定的情况下，实现采用分裂电容法的lcl滤波器的并网逆变器的鲁棒电流控制方法。

附图说明

图1是加入无源阻尼后的lccl拓扑图；

图2是控制系统框图；

图3是控制系统等效框图；

图4是α＝6000,β＝3000时波形图；

图5是加入谐波前后入网电流仿真对比曲线图；

图6是本发明控制下的电网电流稳态波形。

具体实施方式

以下结合具体实施例，对本发明进行了详细说明。

具体实施例一：

按照图1所示流程图，本发明提供一种lcl滤波器并网逆变器的不确定参数干扰抑制方法，包括如下步骤：

步骤一：设置lcl滤波器参数，将三阶的lcl滤波器简化为一阶系统，建立基于时滞控制的控制系统的传递函数；

步骤二：根据基于时滞控制的控制系统的数学模型，确定设定点跟踪响应，建立期望参考模型对应的状态方程，根据期望参考模型对应的状态方程得到初步的输入表达式；

步骤三：引入用于估计不确定性和干扰的滤波器，并在频域中对其进行独立设计，得到频域中的干扰函数；

步骤四：通过对初步的输入表达式进行拉普拉斯变换，在频域中独立设计完成的滤波器和误差反馈增益，得到控制系统输出与输入与误差间的函数表达式,使得控制器对干扰的进行抑制。

首先将三阶的lcl滤波器简化为一阶系统，其关键在于通过设置参数使得l1/l2＝c2/c1＝r1/r2＝λ，以使控制系统传递函数经化简后可表示为：

式中：i12表示两电容间的电流，uin表示逆变器侧电压。l1、l2、c1和c2代表电路中的分裂电感及电容，设置r1和r2作为无源阻尼串联于电容支路，已达成避免谐振的目的。

一般的，线性系统的状态空间方程可以采用如下表示：

式中：f(t)代表系统不确定部分，d(t)代表系统干扰部分，a，b，x(t)，u(t)分别代表系统矩阵、控制矩阵、状态变量和控制输入，t代表时间，输出矩阵y(t)＝x(t)。

根据实际系统建立一个稳定的期望参考模型，并可将其对应的状态方程作如下表示：

式中，am期望状态矩阵；bm期望控制矩阵。

令在实际输入u的作用下，e为期望状态与实际状态之间(期望输出与实际输出)的差值如下表示：

e＝xm-x(4)

其中，xm和x分别代表期望状态和实际状态。为满足随着t→∞时e→0，可令：

向量

由(2)、(3)可得到如下表达式：

amxm(t)+bmum(t)-ax(t)-bu(t)-f(t)-d(t)＝am·e(5)

式中，xm期望状态变量、um期望控制输入。

进一步带入(4)可得：

amxm(t)+bmum(t)-ax(t)-bu(t)-f(t)-d(t)＝am·(xm-x)(6)

由上式可得初步的输入表达式：

u(t)＝b^-1[amx(t)+bmum(t)-ax(t)-f(t)-d(t)](7)

另，因为除了f(t)和d(t)之外，其他都是已知变量，所以可以将干扰和参数不确定性统一

于变量ud(t)＝f(t)+d(t)中，可称ud(t)为总体干扰。

将归一化后的输入表达式进行拉普拉斯变化后，在频域中，通过滤波器来达到同步一致干扰和不确定性的目的。具体方法如下所示：

将总体干扰进行滤波，可得滤波后总体干扰ude(t)为

ude(t)＝ud(t)*gf(t)(8)

其中，gf(t)为合适的低通滤波器(不确定和干扰滤波器),集总干扰量在频域中可表示为:

ud(s)＝x(s)-ax(s)+bu(s)](9)

x(s)和u(s)为状态变量和控制输入在频域中的表示，其中s代表频域。进一步，将输入量的表达式进行拉普拉斯变换并与上式(9)联立后可得到：

基本控制率如上表示，其中，gf(s)为低通滤波器在频域中的表示，更进一步，将可以等效为分裂电容间电流i12的实际的状态变量x和实际控制输入u(即，逆变器侧电压)转换到上式中并选取合适的矩阵参数后，可得到：

其中，x(s)为为等效分裂电容间电流，u(s)为逆变侧电压，um(s)表示期望的逆变侧电压。am和bm分别代表期望矩阵和控制矩阵，令低通滤波器表示为其中β代表滤波器带宽，可以进一步推出u(s)：

其中，e的控制规律可近似等效为pi控制。令am＝-α，bm＝α，可得到设定的期望系统传递函数为：

其中，α是期望系统的传递函数的带宽，最终得出控制系统输出与输入与误差之间的关系为：

其中，

由上式，可知，通过控制两个滤波器的带宽可以达到抑制集总干扰的目的。其中，ude(s)代表过滤后在频域中的总体干扰。

具体实施例二：

步骤一，结合图1，通过合理设置参数，将三阶的lcl滤波器简化为一阶系统，基于此建立通过传统时滞控制改进得到的控制系统的数学模型。此时的电路结构变为lccl，将原来的滤波电容c分裂为c1和c2，反馈变量由入网电流改成并联电路间的电流i12。为了便于分析，不妨定义l＝l1+l2，l1＝λl，l2＝(1-λ)l,c＝c1+c2,

步骤二，由参考模型确定设定点跟踪响应，期望参考模型对应的状态方程可以表示为：其中，xm(t)、um(t)、am、bm分别代表期望状态变量、期望控制输入、期望状态矩阵和期望控制矩阵。

步骤三，引入用于估计不确定性和干扰的滤波器gf(t)，并在频域中对其进行独立设计，以此来得到基础的控制函数。

步骤四，通过拉普拉斯变换，对所有时变部分都集中于一个信号中的时变系统进行分析和设计。通过在频域中独立设计完成的滤波器和误差反馈增益，来达成控制器对干扰的抑制作用以及鲁棒性，控制系统如图2、图3所示。本控制系统由三部分组成:参考模型、误差反馈系数和滤波器。经过公式推导后如图2所示，其中，α是为设计期望模型而提出的，其为输出与输入之间的低通滤波器期望的闭环带宽；β与设计的ude的低通滤波器有关，l为总电感。

步骤五，通过仿真即实验验证本方法，如图4至图6所示。其中，图4为调试图，上半部分图分度为5a/格，下半部分图为5a/格和311v/格，可以看出在去α＝6000，β＝1000的情况下，控制电流可以很好的跟踪给定电流且稳态误差很小。图5为加入改变电网谐波后的电流仿真，其中，i′2为理想电网下入网电流，对应的thd＝1.79％；i2为引入谐波后入网电流，对应的thd＝1.82％，两者相差不大。图6为本文设计的ude结构在参考电流为10a时的入网电流，对应的，对应的α、β分别取11000、1600，等效电感l＝5mh。

以上所述仅是lcl滤波器并网逆变器的不确定参数干扰抑制方法的优选实施方式，lcl滤波器并网逆变器的不确定参数干扰抑制方法的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于该思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和变化，这些改进和变化也应视为本发明的保护范围。