电源转换系统的制作方法

本公开涉及一种电源转换系统，特别涉及一种可实现开关的零电流关断及零电压开通的电源转换系统。

背景技术：

于现有的非隔离型降压大电流输出dcdc变换器应用中，多采用并联的两相降压电路拓扑，请参阅图1及图2，图1示出了对称的可扩展占空比的两相降压电路拓扑，图2示出了非对称的可扩展占空比的两相降压电路拓扑。该两种电路拓扑均利用电容的存在，获得占空比翻倍的效果，从而大幅降低开关的电压应力和开关电流有效值，降低电感上的伏秒，大幅减小电感尺寸。且采用错相180度的信号来分别驱动每相降压电路的开关管，借此输出电压纹波频率翻倍，输出电压纹波被大幅度减小。

然而，由于图1及图2中的两种现有电路拓扑均为硬开关电路拓扑，存在dcdc变换器开关损耗大，开关频率低，功率变换密度无法进一步提升的问题。

因此，如何发展一种可改善上述现有技术的电源转换系统，实为目前迫切的需求。

技术实现要素：

本公开的目的在于提供一种电源转换系统，通过控制开关的开通与关断而使谐振电容与谐振电感产生谐振，以实现开关的零电流关断及零电压开通，借此大幅降低开关损耗，并提升能量传输效率。

本公开的另一目的在于提供一种电源转换系统，对于大功率的应用，可采用多个电源转换电路交错并联的方式来增大电源转换系统的带载能力，其利用控制信号间的错相，以实现该多个电源转换电路的交错并联，并减小电源转换系统的输入侧及输出侧的电流纹波，同时可采用小体积的滤波器件，减小电源转换系统的尺寸。

为达上述目的，本公开提供一种电源转换系统，包含n个电源转换电路，其中n为大于或等于1的整数，每一电源转换电路均包含输入、输出、至少一谐振电容及两个级联的开关功率转换单元。输入用以接收输入电压。输出用以输出输出电压。两个开关功率转换单元耦接于输入与输出之间，其中每一开关功率转换单元包含多个开关及绕组，多个开关中的部分开关相互串联耦接于输入间，且该多个开关依循开关周期进行周期性作动，其中，于任一电源转换电路中，两个绕组的匝数相等，且两个绕组中互为异名端的端子电连接且耦接于输出，且两个绕组磁耦合形成变压器。谐振电容串联耦接于输入与输出之间，谐振电容具有直流电压，且直流电压正比于输入电压，在一个开关周期内，谐振电容随着该开关功率转换单元中对应的开关的开通和关断，同步存储能量以及同步将能量传递到输出，且谐振电容与谐振电感产生谐振，所产生的谐振具有谐振频率及谐振周期。

附图说明

图1及图2为现有可扩展占空比的两相降压电路的电路结构示意图。

图3为本公开第一优选实施例的电源转换电路的电路结构示意图。

图4为显示图3中的电流对应开关状态的变化的波形图，其中谐振周期等于开关周期。

图5a及图5b为图3的电源转换电路于开关周期中的不同时间段的简化电路结构示意图。

图6为显示图3中的电流对应开关状态的变化的波形图，其中谐振周期大于开关周期。

图7及图8为图3的电源转换电路的不同变化例的电路结构示意图。

图9为本公开第二优选实施例的电源转换电路的电路结构示意图。

图10为显示图9中的电流对应开关状态的变化的波形图。

图11a及图11b为图9的电源转换电路于开关周期中的不同时间段的简化电路结构示意图。

图12及图13为图9的电源转换电路的不同变化例的电路结构示意图。

图14为本公开第一优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图。

图15为本公开第二优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图。

图16为本公开第一优选实施例中包含多个交错并联的电源转换电路的电源转换系统的电路结构示意图。

图17为本公开第二优选实施例中包含多个交错并联的电源转换电路的电源转换系统的电路结构示意图。

附图标记说明：

2a、2b、100、200：电源转换系统

10：控制器

1a、1b、101、102、10n、201、202、20n：电源转换电路

cin：输入电容

co：输出电容

s11、s12、m11、m12：第一开关

s21、s22、m21、m22：第二开关

s31、s32：第三开关

lr1、lr2、lr3、lr4：谐振电感

ilr1、ilr2、ilr3、ilr4：谐振电流

io1、io2、io3、io4：负载电流

ilm1、ilm2：激磁电流

lk1、lk2：漏感

leq1、leq2：寄生电感的等效感量

ts：开关周期

d：占空比

t：变压器

t1、t2、t3、t4：绕组

t1’、t2’、t3’、t4’：等效电路中的理想绕组

d1、d2、d3、d4：二极管

c1、c2、cb：谐振电容

vlm、vcb、vc1、vc2：电压

vin：输入电压

vo：输出电压

pwm1、pwm2、pwm11、pwm11、pwm12、pwm21、pwm22、pwmn1、pwmn2、pwmy1、pwmy2：控制信号

to、t1、t2、t3、t4：时刻

a、b、c、d、e、f：位置

具体实施方式

体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本公开。

图3为本公开第一优选实施例的电源转换电路的电路结构示意图。如图3所示，于本公开第一优选实施例中，电源转换系统包含一个电源转换电路1a，电源转换电路1a具有对称型的电路结构，包含输入、输出、两个开关功率转换单元及两个谐振电容(c1、c2)。输入用以接收输入电压vin，输出用以输出输出电压vo，输入电压vin与输出电压vo之比为4：1。两个开关功率转换单元级联耦接于输入与输出之间。于此实施例中，其中一个开关功率转换单元包含第一开关s11、第二开关s22、第三开关s32及绕组t1，且第一开关s11、第二开关s22及第三开关s32依循一开关周期进行周期性作动并具有一开关频率，绕组t1的一端电连接于第二开关s22与第三开关s32之间，绕组t1的另一端电连接于输出的正极。另一开关功率转换单元包含第一开关s12、第二开关s21、第三开关s31及绕组t2，且第一开关s12、第二开关s21及第三开关s31依循一开关周期进行周期性作动并具有一开关频率，绕组t2的一端电连接于第二开关s21与第三开关s31之间，绕组t2的另一端电连接于输出的正极。谐振电容c1的一端电连接于第一开关s11与第二开关s21之间，谐振电容c1的另一端电连接于第二开关s22与第三开关s32之间。谐振电容c2的一端电连接于第一开关s12与第二开关s22之间，谐振电容c2的另一端电连接于第二开关s21与第三开关s31之间。

第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31由同一控制信号控制其开通及关断，第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32由同一控制信号控制其开通及关断，该两个控制信号相互错相180度。

绕组t1与绕组t2的匝数相同，且绕组t1与绕组t2中互为异名端的端子相互短接而形成电源转换电路1a的输出的正极。绕组t1与绕组t2绕制在同一磁芯柱上，以形成强耦合变压器t，该变压器磁芯上还存在一段空气气隙。通过控制该多个开关的开通或关断而使谐振电容c1及c2与谐振电感产生谐振，从而实现开关的零电流开通及关断与开关的零电压开通，其中谐振电感可为例如但不限于变压器t的漏感及走线的寄生电感。更进一步，可通过控制绕组t1和绕组t2的电感量，使得绕组激磁电感感量足够小和激磁电流足够大，以实现开关的零电压开通。

图4为显示图3中的电流对应开关状态的变化的波形图，图5a及图5b为图3的电源转换电路于开关周期中的不同时间段的简化电路结构示意图。图5a为开关s11、s22和s31导通时的等效电路示意图，图5b为开关s12、s21和s32导通时的等效电路示意图。其中变压器t的等效电路如图5a和图5b所示，因为绕组t1和t2中互为异名端的端子相互电连接，绕组t1和t2即可等效为两个串联的理想绕组t1’和t2’，其等效激磁电感lm1并联于串联理想绕组t1’和t2’的两端，等效漏感平均放入谐振电感lr1和lr2中，分别串联于等效激磁电感lm1与串联理想绕组t1’和t2’的并联支路两端。如图4、图5a及图5b所示，d为占空比，ts为开关周期，ilr1为流经谐振电感lr1的谐振电流，ilr2为流经谐振电感lr2的谐振电流。谐振电流ilr1包含负载电流io1及激磁电流ilm1，谐振电流ilr2亦包含负载电流io2及激磁电流ilm1，其中激磁电流ilm1由施加于绕组t1和t2两端的电压和激磁电感lm1所决定，谐振电流ilr1则由谐振电容cb和谐振电感lr1谐振而产生，谐振电流ilr2则由谐振电容cb和谐振电感lr2谐振而产生。

cb＝c1+c2(等式1)

lr1＝lk1+leq1(等式2)

lr2＝lk2+leq2(等式3)

其中，lk1和lk2为变压器t的漏感，leq1和leq2为走线的寄生电感或/和外加串联电感。由于绕组t1和绕阻t2中互为异名端的端子相互电气连接，且匝数相等，故流经理想绕组t1’和t2’的负载电流相等，即io1＝io2。

在时刻t0至时刻t1的区间内，第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31持续导通，第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32持续关断。电源转换电路1a于此时间段内的等效电路如图5a所示，输入电压vin对谐振电容c1充电，同时谐振电容c2对输出放电。等效激磁电感lm1两端的电压vlm1＝vin/2，激磁电流ilm1则由电压vlm1和等效激磁电感lm1共同决定。谐振电感lr1和lr2与谐振电容cb产生谐振，并产生谐振电流ilr1及ilr2。于此实施例中，可在谐振电流ilr1及ilr2分别等于激磁电流ilm1及-ilm1，即负载电流io1及io2均等于零时，关断第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31，以实现开关的零电流关断(zcs)，从而降低开关的关断损耗，并提升电源转换电路1a的能量传递效率。于此区间内，第一开关s12的端电压为vin/2，第二开关s21的端电压为vin，第三开关s32的端电压为vin/2。谐振电容c1和c2两端的电压为一直流电压上叠加一交流谐振电压，该直流电压的典型值为vin/2，考虑到器件参数分布等因素，该直流电压与输入电压的比值在0.4与0.6之间。该交流谐振电压的幅值由谐振电感感量、谐振电容的容值、开关频率及负载大小决定。

在时刻t1至时刻t2的区间内，所有开关皆关断，流经绕组t1及t2的激磁电流ilm1续流，抽取第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32两端寄生电容上的电荷，使得第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32的端电压下降，当第一开关s12、第二开关s21或第三开关s32的端电压下降至小于各自的初始电压(即在时刻t1时的各开关的端电压)的50％时，即可开通第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32。因此，可减少开关的开通损耗，进而提升电源转换电路1a的能量转换效率和功率密度。于另一实施例中，可通过控制绕组t1和t2的电感量，使得绕组t1和绕组t2的等效激磁电感感量lm1足够小，从而使得流经激磁电感lm1的激磁电流ilm1足够大，即可将第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32两端寄生电容上的电荷抽取殆尽，使得第一开关s12、第二开关s21或第三开关s32的端电压下降至零，从而使得第一开关s12、第二开关s21或第三开关s32的体二极管开通后，开通第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32，即可实现开关的零电压开通(zvs)，可进一步减少开关的开通损耗并提升电源转换电路1a的能量转换效率和功率密度。

在时刻t2至时刻t3的区间内，第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32持续导通，第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31持续关断，电源转换电路1a于此时间段内的等效电路如图5b所示，输入电压vin对谐振电容c2充电，同时谐振电容c1对输出放电。等效激磁电感lm1两端的电压vlm1＝-vin/2，激磁电流ilm1则由电压vlm1和等效激磁电感lm1共同决定。谐振电感lr1和lr2与谐振电容cb产生谐振，并产生谐振电流ilr1及ilr2。于此实施例中，在谐振电流ilr1及ilr2分别等于激磁电流-ilm1及ilm1，即负载电流io1及io2均等于零时，关断第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32，以实现开关的零电流关断(zcs)，从而降低开关的关断损耗，并提升电源转换电路1a的能量传递效率。于此区间内，第一开关s11的端电压为vin/2，第二开关s22的端电压为vin，第三开关s31的端电压为vin/2。谐振电容c1和c2两端的电压为一直流电压上叠加一交流谐振电压，该直流电压的典型值为vin/2，考虑到器件参数分布等因素，该直流电压与输入电压的比值在0.4与0.6之间，该交流谐振电压的幅值由谐振电感感量、谐振电容的容值、开关频率及负载大小决定。

在时刻t3至时刻t4的区间内，所有开关皆关断，流经绕组t1及t2的激磁电流ilm1续流，抽取第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31两端寄生电容上的电荷，使得第一开关s11、第二开关s22或第三开关s31的端电压下降。于一实施例中，当第一开关s11、第二开关s22或第三开关s31的端电压下降至小于各自的初始电压(即在时刻t3时的各开关的端电压)的50％时，即可开通第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31并进入下一个开关周期。因此，可减少开关的开通损耗，进而提升电源转换电路1a的能量转换效率和功率密度。于另一实施例中，通过控制绕组t1和t2的电感量，使得绕组t1和绕组t2的等效激磁电感感量lm1足够小，从而使得流经激磁电感lm1的激磁电流ilm1足够大，即可将第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31两端寄生电容上的电荷抽取殆尽，使得第一开关s11、第二开关s22或第三开关s31的寄生电容的端电压下降至零，从而使得第一开关s11、第二开关s22或第三开关s31的体二极管开通后，开通第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31，即可实现开关的零电压开通(zvs)，可进一步减少开关的开通损耗并提升电源转换电路1a的能量转换效率和功率密度。

在上述实施例中，于时刻t0至时刻t1的区间内，以及时刻t2至时刻t3的区间内，谐振电感lr1和lr2上同时流经谐振电流ilr1及ilr2，且谐振电流ilr1及ilr2的频率等于谐振频率。而于时刻t1至时刻t2的区间内，以及时刻t3至时刻t4的区间内，所有开关均关断，且流经绕组t1及t2的激磁电流ilm1对开关的寄生电容进行充放电，且激磁电流ilm1的频率等于开关频率。于此实施例中，是通过零电流关断来减少开关的关断损耗，此时谐振电容c1及c2与谐振电感lr1及lr2间的谐振的谐振周期与开关周期近乎相等。

于另一些实施例中，由于谐振电容c1及c2的容值较大且谐振电感lr1或lr2的感量较小，故可在谐振电流ilr1及ilr2分别大于激磁电流ilm1和-ilm1时(即负载电流io1及io2仍大于零时)，关断对应的开关。虽关断电流大于零，然因谐振电感lr1或lr2的感量小，故实际上可忽略由非零电流关断造成的损耗，但为了兼顾损耗和能量传递效率，开关周期ts大于等于0.5倍的谐振周期tr为佳。关断损耗的计算公式示出如下，

其中plr为关断损耗，ilr为关断时的谐振电流ilr1或ilr2，ilm为关断时的激磁电流，fsw为电源转换电路1a中的开关的开关频率。

由于谐振电感lr1或lr2的感量较小，故关断损耗plr较小，并不会影响电源转换电路1a的转换效率。相应的波形图是如图6所示，在时刻t1时，谐振电流ilr1大于激磁电流ilm1，谐振电流ilr2大于激磁电流-ilm1，于此时关断第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31。在时刻t3时，谐振电流ilr1大于激磁电流-ilm1，谐振电流ilr2大于激磁电流ilm1时，于此时关断第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32。于此实施例中，开关周期小于谐振周期。

于一些实施例中，如图7所示，可用二极管d1及d2来分别替代第三开关s31及s32，二极管d1及d2是作为续流二极管，开关周期小于或等于谐振周期，其等效电路及电流波形可由前述实施例推得，故于此不再赘述。

于前述实施例中，谐振电感包含变压器t的两绕组t1及t2间的耦合所产生的漏感以及线路中的寄生电感，考虑到开关周期及谐振电容c1及c2的容值，绕组t1与绕组t2间的耦合系数以大于0.9为佳，但亦不以此为限。此外，于一些实施例中，谐振电感包含外加电感，如图8所示，外加电感可设置于位置a、位置b或位置c等处。具体而言，可将一个外加电感设置于位置a，或将两个感量相同之外加电感分别设置于两个位置b，或将两个感量相同之外加电感分别设置于两个位置c。更甚者，可于位置a、位置b及位置c中的至少两个位置设置外加电感。

图9为本公开第二优选实施例的电源转换电路的电路结构示意图。于本公开第二优选实施例中，电源转换系统包含一个电源转换电路1b，电源转换电路1b具有非对称型的电路结构，包含输入、输出、两个开关功率转换单元及谐振电容cb。输入用以接收输入电压vin，输出用以输出输出电压vo，输入电压vin与输出电压vo之比为4：1。两个开关功率转换单元级联耦接于输入与输出之间。于此实施例中，其中一个开关功率转换单元包含第一开关m11、第二开关m21及绕组t3，第一开关m11及第二开关m21相互串联耦接，且第一开关m11及第二开关m21依循一开关周期进行周期性作动并具有一开关频率，绕组t3的一端电连接于谐振电容cb与第二开关m21之间，绕组t3的另一端电连接于输出的正极。另一开关功率转换单元包含第一开关m12、第二开关m22及绕组t4，第一开关m12及第二开关m22相互串联耦接，且第一开关m12及第二开关m22依循一开关周期进行周期性作动并具有一开关频率，绕组t4的一端电连接于第一开关m12与第二开关m22之间，绕组t4的另一端电连接于输出的正极。谐振电容cb的一端电连接于第一开关m11与m12之间，谐振电容cb的另一端电连接于第二开关m21及绕组t3。

第一开关m11及第二开关m22由同一控制信号控制其开通及关断，第一开关m12及第二开关m21由同一控制信号控制其开通及关断，该两个控制信号相互错相180度。

绕组t3与绕组t4的匝数相同，且绕组t3与绕组t4中互为异名端的端子短接而形成电源转换电路1b的输出的正极。绕组t3与绕组t4通过绕制在同一磁柱上,以形成强耦合变压器t，该变压器磁芯上还存在一段空气气隙。通过控制该多个开关的开通或关断而使谐振电容cb与谐振电感产生谐振，从而实现开关零电流开通和关断及开关的零电压开通，其中谐振电感可为例如但不限于变压器t的漏感及走线的寄生电感。更进一步，通过控制绕组t1和绕组t2的电感量，使得绕组激磁电感感量足够小和激磁电流足够大，以实现开关的零电压开通。

图10为显示图9中的电流对应开关状态的变化的波形图，图11a及图11b为图9的电源转换电路于开关周期中的不同时间段的简化电路结构示意图。图11a为开关m11和m22导通时的等效电路示意图，图11b为关m12和m21导通时的等效电路示意图。其中变压器t的等效电路与图5a和图5b所示相同，此处不再赘述。如图10、图11a及图11b所示，d为占空比，ts为开关周期，ilr3为流经谐振电感lr3的谐振电流，ilr4为流经谐振电感lr4的谐振电流。谐振电流ilr3包含负载电流io3及激磁电流ilm2，谐振电流ilr4包含负载电流io4及激磁电流ilm2。其中激磁电流ilm2由施加于绕组t3和t4两端的电压和激磁电感lm2所决定，谐振电流ilr3则由谐振电容cb和谐振电感lr谐振而产生，谐振电流ilr4则由谐振电容cb和谐振电感lr4谐振而产生，

lr3＝lk3+leq3(等式5)

lr4＝lk4+leq4(等式6)

其中，lk3和lk4为变压器t的漏感，leq3和leq4为走线的寄生电感或/和外加串联电感。由于绕组t3和绕阻t4中互为异名端的端子相互电气连接，且匝数相等，故流经理想绕组t3’和t4’的负载电流相等，即io3＝io4。

时刻t0至时刻t1的区间内，第一开关m11及第二开关m22导通，第一开关m12及第二开关m21关断，电源转换电路1b于此时间段内的等效电路如图11a所示，输入电压对谐振电容cb充电。等效激磁电感lm2两端的电压vlm2＝vin/2，激磁电流ilm2则由电压vlm2和等效激磁电感lm2共同决定。谐振电感lr3及lr4与谐振电容cb产生谐振，并产生谐振电流ilr3及ilr4。在谐振电流ilr3及ilr4分别等于激磁电流ilm2及-ilm2，即负载电流io3及io4均等于零时，关断第一开关m11及第二开关m22，以实现开关的零电流关断(zcs)，从而降低开关的关断损耗，并提升电源转换电路1b的能量传递效率。于此区间内，第一开关m12两端的电压为vin/2，第二开关m21两端的电压为vin/2。谐振电容cb两端的电压为一直流电压上叠加一交流谐振电压，该直流电压的典型值为vin/2，考虑到器件参数分布等因素，该直流电压与输入电压的比值在0.4与0.6之间，该交流谐振电压的幅值由谐振电感感量、谐振电容的容值、开关频率及负载大小决定。

在时刻t1至时刻t2的区间内，所有开关皆关断，流经绕组t3及t4的激磁电流ilm2续流，抽取第一开关m12及第二开关m21两端寄生电容上的电荷，使得第一开关m12及第二开关m21两端的电压下降，于一实施例中，当第一开关m12及第二开关m21两端的电压下降至小于各自的初始电压(即在时刻t1时的各自开关两端的电压)的50％时，即可开通第一开关m12及第二开关m21。因此，可减少开关的开通损耗，进而提升电源转换电路的能量转换效率和功率密度。于另一实施例中，可通过控制绕组t3和t4的电感量，使得绕组t3和绕组t4的等效激磁电感感量lm2足够小，从而使得流经激磁电感lm2的激磁电流ilm2足够大，即可将第一开关m12及第二开关m21两端寄生电容上的电荷抽取殆尽，使得第一开关m12及第二开关m21两端的电压下降至零，从而使得第一开关m12及第二开关m21的体二极管开通后，开通第一开关m12及第二开关m21，即可实现开关的零电压开通(zvs)，可进一步减少开关的开通损耗并提升电源转换电路1b的能量转换效率和功率密度。

在时刻t2至时刻t3的区间内，第一开关m12及第二开关m21导通，第一开关m11及第二开关m22关断，电源转换电路1b于此时间段内的等效电路如图11b所示，谐振电容cb对输出放电。等效激磁电感lm2两端的电压vlm2＝-vin/2，激磁电流ilm2则由电压vlm2和等效激磁电感lm2共同决定。谐振电容cb通过变压器t的绕组t4向输出放电，与时刻t0至时刻t1的区间类似，谐振电感lr3及lr4与谐振电容cb产生谐振，并产生谐振电流ilr3及ilr4。在谐振电流ilr3及ilr4分别等于激磁电流-ilm2及ilm2，即负载电流io3及io4均等于零时，关断第一开关m12及第二开关m21，以实现开关的零电流关断(zcs)，从而降低开关的关断损耗，并提升电源转换电路1b的能量传递效率。此外，于此区间内，第一开关m11两端的电压为vin/2，第二开关m22两端的电压为vin/2。谐振电容cb两端的电压为一直流电压上叠加一交流谐振电压，该直流电压的典型值为vin/2，考虑到器件参数分布等因素，该直流电压与输入电压的比值在0.4与0.6之间，该交流谐振电压的幅值由谐振电感感量、谐振电容的容值、开关频率及负载大小决定。

在时刻t3至时刻t4的区间内，所有开关皆关断，流经绕组t3及t4的激磁电流ilm2续流，抽取第一开关m11及第二开关m22两端寄生电容上的电荷，使得第一开关m11及第二开关m22两端的电压下降，于一实施例中，当第一开关m11及第二开关m22两端的电压下降至小于各自的初始电压(即在时刻t3时的各自开关两端的电压)的50％时，即可开通第一开关m11及第二开关m22并进入下一个开关周期。因此，可减少开关的开通损耗，进而提升电源转换电路的能量转换效率和功率密度。于另一实施例中，可通过控制绕组t3和t4的电感量，使得绕组t3和绕组t4的等效激磁电感感量lm2足够小，从而使得流经激磁电感lm2的激磁电流ilm2足够大，即可将第一开关m12及第二开关m21两端寄生电容上的电荷抽取殆尽，使得第一开关m11及第二开关m22两端的电压下降至零，从而使得第一开关m11及第二开关m22的二极管开通后，开通第一开关m11及第二开关m22，即可实现开关的零电压开通(zvs)，可进一步减少开关的开通损耗并提升电源转换电路1b的能量转换效率和功率密度。

于时刻t0至时刻t1的区间内，以及时刻t2至时刻t3的区间内，绕组t3及t4同时流经谐振电流ilr3及ilr4，且谐振电流ilr3及ilr4的频率等于谐振频率。而于时刻t1至时刻t2的区间内，以及时刻t3至时刻t4的区间内，所有开关均关断。流经绕组t3及t4的激磁电流ilm2对开关的寄生电容进行充放电，且激磁电流ilm2的频率等于开关频率。于此实施例中，谐振周期与开关周期近乎相等。

于另一些实施例中，开关周期小于谐振周期，由于谐振电容cb的容值较大且谐振电感lr的感量较小，故可于谐振电流大于对应的激磁电流时关断开关，并忽略其关断损耗。

于一些实施例中，如图12所示，可用二极管d3及d4来分别替代第二开关m21及m22，二极管d3及d4是作为续流二极管，开关周期小于或等于谐振周期，其等效电路及电流波形可由前述实施例推得，故于此不再赘述。

于前述实施例中，谐振电感包含变压器t的两绕组t3及t4间的耦合所产生的漏感以及线路中的寄生电感，考虑到谐振周期、开关周期及谐振电容cb的容值，绕组t3与绕组t4间的耦合系数以大于0.9为佳，但亦不以此为限。此外，于一些实施例中，谐振电感包含外加电感，如

图13所示，外加电感可设置于位置d、位置e及位置f等处。具体而言，可将一个外加电感设置于位置d，或将两个感量相同之外加电感分别设置于两个位置e，或将一个外加电感设置于位置f。更甚者，可于位置d、位置e及位置f同时设置外加电感。

图14为本公开第一优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图。如图14所示，电源转换系统2a至少包含一对称型的电源转换电路1a及控制器10，控制器10输出两个控制信号pwm1及pwm2，控制信号pwm1及pwm2错相180度，其中控制信号pwm1用以控制第一开关s11、第二开关s22及第三开关s31的开通与关断，控制信号pwm2用以控制第一开关s12、第二开关s21及第三开关s32的开通与关断。

图15为本公开第二优选实施例的电源转换系统的电路结构示意图。如图15所示，电源转换系统2b至少包含一非对称型的电源转换电路1b及控制器10，控制器10输出两个控制信号pwm1及pwm2，控制信号pwm1及pwm2错相180度，其中控制信号pwm1用以控制第一开关m11及第二开关m22的开通与关断，控制信号pwm2用以控制第一开关m12及第二开关m21的开通与关断。

为满足大功率应用的需求，于一些实施例中，本发明可采用多个电源转换电路交错并联(interleave)的方式来增大该电源转换系统的带载能力。如图16和图17所示，电源转换系统100包含n个对称型的电源转换电路，该n个电源转换电路分别为101、102…10n，其中n为大于1的整数(于图1至图15所示的实施例中，n则皆等于1，即电源转换系统仅包含一个电源转换电路)。其中，每个电源转换电路具有相同的电路结构和基本一致的电路参数，其具体电路结构可参照前述实施例的电源转换电路1a，于此不再赘述。该n个电源转换电路101、102…10n的输入均并联、输出均并联，其可于输入皆并联后共享至少一输入电容cin，亦可分别将输入连接于输入电容cin后再一一并联，同理，其可于输出皆并联后共享至少一输出电容co，亦可分别将输出连接于输出电容co后再一一并联。此外，电源转换系统100还包含控制器10，如图16所示对称型的电源转换电路，控制器100输出n组控制信号(pwm11，pwm12)、(pwm21，pwm22)……(pwmn1，pwmn2)，控制信号pwm11、pwm21…pwmn1依次错相360/2n。控制信号pwm11及pwm12用来控制电源转换电路101，控制信号pwm21及pwm22用来控制电源转换电路102，以此类推，控制信号pwmn1及pwmn2用来控制电源转换电路10n。在另一实施例中，该n组控制信号pwm11、pwm21…pwmn1依次错相的角度为[360/2n-20，360/2n+20]度之间的任意值。

如图17所示非对称型的电源转换电路，当n为奇数时，控制器100输出y组控制信号(pwm11，pwm12)、(pwm21，pwm22)……(pwmy1，pwmy2)，其中y等于n，控制信号pwm11、pwm21…pwmy1依次错相360/n，在另一实施例中，该n组控制信号pwm11、pwm21…pwmy1依次错相的角度为[360/n-20，360/n+20]度之间的任意值。控制信号pwm11及pwm12用来控制电源转换电路101，控制信号pwm21及pwm22用来控制电源转换电路102，以此类推，控制信号pwmn1及pwmn2用来控制电源转换电路10n。而当n为偶数时(未图示)，控制器100输出y组控制信号(pwm11，pwm12)、(pwm21，pwm22)……(pwmy1，pwmy2)，其中y等于n/2，控制信号pwm11、pwm21…pwmy1依次错相360/n，在另一实施例中，该y组控制信号pwm11、pwm21…pwmy1依次错相的角度为[360/n-20，360/n+20]度之间的任意值。控制信号pwm11及pwm12用来控制电源转换电路101和10(y+1)，控制信号pwm21及pwm22用来控制电源转换电路102和10(y+2)，以此类推，控制信号pwmy1及pwmy2用来控制电源转换电路10y和10n。此交错并联的电路结构不仅可增强电源转换系统100的带载能力，还可通过控制信号的错相控制，减小电源转换系统100的输入及输出的电流纹波，并减小输入滤波器和输出滤波器的尺寸，从而减小电源转换系统100的尺寸，提升电源转换系统100的功率密度。

另外，前述实施例中的开关可以为mos、sic或gan，并不影响其谐振及交错并联的方式。

综上所述，本公开的目的在于提供一种电源转换系统，利用变压器替代电感，且通过绕组的特殊连接方式，使得控制开关的切换时可使系统中的谐振电容与谐振电感产生谐振，以实现开关的零电流关断及零电压开通，借此大幅降低开关损耗，并提升能量传输效率，其中谐振电感可为变压器的漏感、走线的寄生电感或外加电感。此外，对于大功率的应用，本公开可采用多个电源转换电路交错并联的方式来增大电源转换系统的带载能力，其利用控制信号间的错相，以实现该多个电源转换电路的交错并联，并减小电源转换系统的输入侧及输出侧的电流纹波，同时可采用小体积的滤波器件，减小电源转换系统的尺寸。

须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由权利要求决定。且本领域技术人员可对本公开进行各种修改和改型，但都不脱离所附权利要求的范围。